技術探勘

雷射二極體和VCSEL的基礎測試是光電流電壓(LIV)曲線測試，此測試同時亦會量測裝置的電和光的輸出功率特性(圖1)。這項測試主要用來在裝置進入組裝前分揀或剔除不良裝置。DUT要進行電流掃描，同時記錄掃描中每一步的前向電壓下降。同時，儀器會監測光功率輸出，然後分析得到的資料，確定雷射特點，包括雷射臨界值電流、量子效率和「轉折點」偵測(第一個衍生光功率輸出與注入電流曲線中的局部化負斜率)。 圖1　LIV曲線 LIV測試首重熱量管理/熱效應 脈衝式LIV測試最好在生產早期完成，也就是在將VCSEL組裝到模組中之前。對仍位於晶圓上的VCSEL、雷射二極體及脈衝式測試至關重要，因為裝置在這個時候沒有溫控電路。使用直流測試可能會改變其特點，甚至在最壞情況下會破壞裝置。在之後的生產階段，當其組裝到具有溫控的模組中時，裝置可以進行直流測試，然後將測試結果與脈衝式測試結果進行對比。由於溫度位移導致裝置特點變化，某些裝置會通過直流測試，但卻無法通過脈衝式測試。 VCSEL特別適合用於切片前晶圓階段測試，因為其輻射與晶圓平面垂直的光能量。儘管許多VCSEL可在非脈衝模式下測試，因為其效率很高，但功率較高的裝置要求在生產早期階段進行脈衝式測試，這可避免產生高熱顆粒，如果執行非脈衝式直流測試，高熱顆粒會引起機械壓力。 LIV特性與雷射溫度相關，在測試過程中必須緊密控制雷射溫度，就像正常操作中一樣。為什麼要執行低工作週期脈衝式LIV測試？主要原因有熱量管理、熱回應和暫態回應。一般而言，這些問題的出現，是因為必須在安裝到熱量管理裝置之前，如散熱器或熱電冷卻器(TEC)，有時稱為帕爾帖裝置，針對雷射二極體和VCSEL執行直流測試。 在雷射二極體或VCSEL正確安裝在TEC，並在模組系統或封裝中執行時，其溫度可以保持在±0.005℃範圍內。在典型沒有冷卻的非脈衝式LIV測試中，自熱會影響雷射的電和光效能。內部溫度位移會改變前向電壓下跌、動態電阻、量子效率和其他特點。在較短持續時間的脈衝中，雷射二極體的平均功耗產生的熱效應最小。 然而本文發現，脈衝式LIV效能差的VCSEL或雷射二極體可能會通過非脈衝式測試。這些有問題的裝置通常會在光纖資料通訊系統使用的雷射二極體模組中導致高誤碼率，或在以VCSEL為基礎的車用LiDAR系統中導致偵測問題。 另一類問題是脈衝式LIV特性很好，但卻無法通過非脈衝式測試。一般而言，這些裝置會在雷射啟動後幾微秒內在光學上變得不穩定，同時伴隨著光輸出下跌到預計光功率的幾分之一。因此，在適當的生產階段比較脈衝式LIV掃描與非脈衝式LIV掃描，可以更完整指示DUT效能及模組和封裝中，內建的熱量管理裝置效果。 LIV測試電流脈衝特性剖析 測試雷射二極體或VCSEL要求正確形狀的電流脈衝，應相當迅速達到全部電流(但不要過快而導致過衝和振鈴)，然後要保持平坦足夠的時間，確保結果準確顯示雷射二極體的真實輸出。脈衝式LIV測試中的第一個挑戰，是提供擁有適當的振幅、持續時間、工作週期及上升時間和下降時間的恆定電流脈衝，如圖2所示。 圖2　10A，10μs電流脈衝，1.7μs上升時間 為最佳化轉折點偵測，LIV掃描中相鄰電流階躍之間的脈衝特點差異必須盡可能確定，如圖3所示。 圖3　VCSEL上1A/2.5A/5A/7.5A和10A處振幅掃描 傳送電流脈衝有兩種常用方法：將脈衝式恆定電流源直接耦合到雷射二極體，以及使用驅動已知電阻的脈衝式恆定電壓源。在這兩種方式中，脈衝式電流源的穩定性更好。 脈衝式LIV測試的最大源訊號振幅一般會超過雷射二極體或VCSEL一般工作電流的兩倍。對早期測試，通常使用500ns~50μs的脈衝寬度，工作週期一般會≦3%。電流可以在數十毫安培到數安培。此測試條件是因為要盡可能降低平均功耗，同時縮短測試持續時間。這可能會對系統提出很高的需要，特別是在阻抗匹配方面。 高電流脈衝的上升時間和下降時間應足夠短，以保證電流脈衝頂部的平坦時間。上升時間和下降時間之和應小於總脈寬的30%，以允許頂部的訊號穩定時間和平坦時間。另一方面，轉換速率要盡可能低，以降低高頻頻譜成分，協助減少脈衝傳輸問題和穩定時間。 脈衝傳送/電纜電感克服震盪 同軸電纜廣泛用於將快速訊號傳送到待測裝置。每條電纜都有自己的特性電纜阻抗，這種特性阻抗同時與電容和電感有關。兩者之間最關鍵的係數是電纜電感，以提供乾淨的10μs脈衝。計算這個電感時需要的變數有中心導體直徑、到外部遮罩層的距離和長度，如圖4所示。同軸電纜的相對磁導率通常為1，這取決於絕緣體的材料。例如在內徑是1mm、外徑是3.5mm、長度為1m，且相對磁導率為1時，可計算出同軸電纜的電感是250nH，這幾乎是同軸電纜電感的典型值。至於非遮罩電纜的電感則要高得多。 圖4　同軸電纜電感 其中Lcoax為同軸電纜的電感，單位為亨利(H)；μ0為真空磁導率，其為4π×10-7；μr為相對磁導率；D為同軸電纜外徑；d為同軸電纜內徑；L為同軸電纜長度。 在大多數情況下，從測試儀器到DUT會並聯兩條同軸電纜，一條連接到高電位端子，而另一條則連接到低電壓端子。問題是，兩條電纜的電感並不是一條電纜電感的兩倍，而是高出3~6倍(視電纜如何從儀器輸送到DUT而定)。例如，1公尺長、250nH電感的電纜，兩條電纜並聯時，電感並不是500nH，而是可能高達1.5μH。這可能會產生額外的環路電感(視兩條電纜相距的距離有多遠)。為消除環路電感，兩條電纜的遮罩層應在電纜兩端捆紮在一起。 電纜中電感帶來的最大挑戰是如何克服電流脈衝中的振盪、過衝和下衝。在電容可能會導致電壓脈衝振盪時，電感會給輸出電流穩定性帶來負面影響。如圖5便說明多個電感負載對100μs脈衝的影響。 圖5　電感器上的1A 100μs脈衝，1μH/3μH/5μH 測試結果指出，在電感提高時，脈衝形狀的過衝和不穩定程度也會提高。不穩定會導致很難進行準確量測，因為脈衝穩定時間可能會太長。 另一個與電纜電感有關的問題是脈衝的上升邊緣和下降邊緣積累的電壓。經過電感器的暫態電壓可以用L×di/dt計算得出，其中L是電感，di/dt是電流相對於時間的變化速率。讀者可能會猜到，上升時間和下降時間越短，邊緣累積的電壓越大。在圖6和圖7中，脈衝中22μs的上升時間會在上升邊緣產生2V的電壓；但1.6μs的上升時間會產生大約10V電壓尖峰。這個電壓尖峰會在邊緣給儀器帶來某些電壓上的負擔。儀器必須支援電壓峰值。如果電壓有限，則上升邊緣可能會很慢。在快速脈衝中，更嚴重的高壓峰值問題是要求額外的穩定時間，才能進行精確的電壓量測。 挑戰在於如何為裝置提供一個可用的電流脈衝，而又不會產生振盪、過衝和下衝，進而能夠正確測試裝置，即使在電纜電感及裝置間電感可變性變化時，仍能進行準確的電壓量測。 圖6　1μH電感器上22μs上升時間，10A脈衝   圖7　1μH電感器上1.6μs上升時間，10A脈衝 光耦合至偵測器條件限制 擷取雷射二極體的脈衝式光輸出並不是一項輕鬆的任務。通常會使用三種偵測器材料：矽(Si)、鍺(Ge)和銦鎵砷化物(InGaAs)。每種材料都有優勢和劣勢。如圖8所示，偵測器的選擇在很大程度上取決於涉及的光的波長。在波長小於800nm時，矽是唯一的選擇。但大部分電信設備的工作波長是1,300nm~1,700nm，在這種情況下，InGaAs似乎是最佳選擇，因為其回應相當一致，而且能夠支援最高約1,700nm的波長。 圖8　偵測器的選擇在很大程度上取決於涉及的光波長 來自雷射二極體的輸出可以透過多種方式耦合到偵測器。其中一種方式是將雷射直接對準偵測器，但這種方式有多種缺點。並不是所有光都能到達偵測器。 對封裝零件而言，通常最佳的解決方案是積分球—內部是一個空心球，外面包著一層反射材料，配有一個偵測器安裝架，有一個埠饋入要量測的光(圖9)。積分球接收來自光源的所有光，隨機化其偏振，將光均勻分布在內部表面。然後透過球體側面安裝的偵測器會「看到」饋入球體的光可量測、可重複的部分(大約1%)。 圖9　積分球解決將儀器耦合到雷射二極體輸出的問題 待量測的光很充足，但不足以讓偵測器超載。不過，在晶圓級測試VCSEL時，積分球並不實用。在正常情況下，晶圓探棒會透過探棒卡在電氣上連接到每個裝置。探棒台還將光偵測器直接放在裝置上方。如果探棒卡能夠同時連接多個裝置，則可構建與圖10所示的類似測試系統，每次在探棒卡接觸晶圓時測試所有裝置。由於晶圓上的裝置數量高，使用掃描方式測試多個裝置可能會耗時很長。對要求高輸送量的應用，最佳解決方案通常是使用多對儀器來並行測試多個裝置。 圖10　雷射二極體模組典型的LIV測試設定。可使用相同儀器測試VCSEL；2601B-PULSE用來為待測裝置提供10A@10V@10μs的電流脈衝，使用數位萬用電表監測光輸出，同時由TEC控制模組溫度 儀器多工設計簡化LIV測試難度 在脈衝LIV測試中，最困難的任務之一，是擷取雷射二極體在峰值時的脈衝式光輸出。光脈衝持續時間短，對大多數商用光功率計而言並非合適的訊號。一般而言，脈衝LIV測試中最困難的任務之一是擷取雷射二極體在峰值時的脈衝式光輸出。光功率計是為要求幾秒積分時間完成一個讀數的高準確度量測而設計。儘管可以使用這些儀器，但其要求很長的積分週期，才能累積數千個雷射脈衝。然後韌體或外部PC的測試程式必須計算峰值光功率，並假設平均功率是驅動雷射的電流脈衝的工作週期的函數。此外，還有一個進一步的假設，即雜訊訊號的積分是零。 由於光功率計存在的缺陷，測試工程師已為脈衝式LIV測試設計出更快速、更準確的測試方法。量測饋送高速脈衝的雷射二極體中的電壓和電流並不容易。 在歷史上，最常用的方法是採用機架安裝的多台儀器，並在PC控制器上執行相當複雜的客製化軟體。除使用PC進行測試定序和訊號分析外，這一系統使用的設備還有電流脈衝產生器/SMU儀器、光量測裝置(光電偵測器等)、熱電冷卻裝置儀器，以及數位萬用電表(用來量測積分球或光電偵測器的輸出訊號)。 這類系統的設計方式是同時包括脈衝式工作模式和非脈衝式工作模式。這種雙重功能可以使用相同的量測通道，在一個平台上執行兩類LIV掃描(脈衝式和直流)，如圖11所示的Keithley 2601B-PULSE System Source Meter 10μs脈衝產生器/SMU儀器，其控制環路系統對3μH以下的負載變化不需要進行調諧，因此在電流高達10A，輸出10μs~500μs的脈衝時，電流脈衝沒有過衝和振鈴。這保證時間快速上升，可以為裝置提供電流脈衝，正確分析裝置或電路特性。透過對比脈衝式測試結果與非脈衝式測試結果，可以得到與DUT效能更完整的資訊。 圖11　Keithley 2601B-PULSE System Source Meter 脈衝產生器結合SMU　改善系統速度/輸送量 效率和低成本是在現今製造生產環境中生存的關鍵因素。測試必須快速、準確、成本低。這意謂著使用光功率計並不是最佳選擇，因為會隨著時間積分光輸出，低工作週期輸入可能會延長積分週期。此外，量測的準確度取決於脈衝工作週期的準確度，以及光輸出工作週期與電輸入工作週期的匹配程度。 對許多儀器而言，PC負責控制測試的所有流程。在測試序列每個要素中，必須為每項測試配置儀器，儀器執行所需的操作，然後將資料返回主控PC。而主控PC必須評估測試通過/未通過指標，執行相應操作來約束待測裝置。發送和執行的每條命令都會占用生產時間，降低輸送量。 顯而易見地，此測試序列中有很大的部分是與PC來回傳送資訊。像2601B-PULSE和Keithley新DMM等儀器提供獨特功能，透過降低通訊匯流排上的業務量，顯著提高複雜測試序列的輸送量。 在這些儀器中，絕大部分的測試序列嵌入在儀器中。Test Script Processor(TSP)是一種全功能測試序列引擎，可以控制測試序列，並擁有內部測試通過/未通過指標、計算和數位I/O控制功能。TSP可以在記憶體中儲存使用者自訂的測試序列，並透過命令執行這些測試序列。這種方式限定測試序列中每一步的「設定」和配置時間，提高了輸送量，因為其減少儀器與PC之間的通訊數量。 本文回顧電纜電感的影響、熱量管理需求以及建立脈衝式和直流LIV測試系統的各種組成部分。 在生產輸送量至關重要時，像2601B-PULSE System Source Meter方案在一台儀器中同時提供脈衝產生器和SMU；這款儀器的脈衝產生器功能提供可靠且可重複的脈衝波形、寬度、上升時間和下降時間(最高可達10A@10V，最低可達10μs)。 而這款儀器提供許多好處，包括不需手動調諧脈衝輸出就可以確保高脈衝完整性，縮短測試時間，節省生產成本；使用一台儀器進行直流/脈衝電流和電壓量測；分析VCSEL的特性，並開發下一代材料、裝置和模組；使裝置自熱狀況達到最小，盡可能降低探棒頭燒毀風險，保護VCSEL、VSCEL陣列及LED；量測低達單位數ms的取樣速率，同時輸出10μs，10A@10V電流脈衝。 (本文作者為太克科技SMU產品行銷經理)

機電/固態式繼電與斷路器特性比較 作為討論基礎，建議先理解機電式繼電器或電路斷路器，並瞭解固態繼電器/電路斷路器的發展情形。機電解決方案產生的噪音是伴隨繼電器運用電磁效應與高速移動的金屬接點相吸/互斥的物理特性而來。其中的機械運動量可視為故障原因，實際運作上也確實是如此，但主要的疲乏部位很可能位於接點表面，因為接點傳導高電壓時逐漸彼此接近，讓產生的電弧能夠跳躍氣隙，之後接點才完全接觸。若接點被迫斷開，也會出現相同現象。在此應特別注意，致動時接點不論AC或DC都會出現電壓。以AC電壓而言，若未採用零電壓切換，則每次繼電器啟動時，很可能都會出現電弧。如此一來，接點會快速退化，甚至彼此熔合。即使在一般的使用情況下，接點間的電阻很可能會隨時間與使用量而上升，產生無法預測的行為。最後，因使用與磨耗持續造成的疲乏很可能會導致故障，限制了製造商的裝置使用壽命。 圖1　機電式繼電器的接點磨耗 以此類推，機電式繼電器也可能像低電壓切換器一樣，面臨接點彈跳的問題，但切換高電壓時，更不容易實作反彈跳。另一方面，固態切換器通常會實作零電壓切換，確保裝置在電壓，或很可能與電壓異相的電流最低時才開始傳導，即使採用DC電壓與電流，固態切換器的導通時間也較容易控制。採用目的是避免可能造成其他系統問題的湧浪電流，但最直接的影響是繼電器或電路斷路器在整個使用過程中變得更加可靠，當然使用壽命也會比機電式更長久。 基於成本、效能與功能的主要考量，工程師仍舊偏愛機電式。以成本而言，固態繼電器或電路斷路器在價格上確實較機電式高。但若考量應用的整個使用壽命，以及功能相關的維護、修復及運作(MRO)成本，則固態元件可能更占上風。主因在於以預期使用壽命衡量整體系統成本來看，機電式繼電器的運作使用壽命約落在數十萬次，但固態繼電器的使用壽命可達上千萬次。 此外，業界提供的這兩種技術價格落差正逐漸縮小。雖然機電式元件出現一些創意設計，但只是維持了平均售價，實際上更是增加售價。同時，固態解決方案的平均售價則是逐漸下滑。效能方面，傳導路徑的電阻所產生的功率耗損是最常參考的參數。以機電裝置為例，此電阻初始值很低，但終究會隨時間上升，原因如上所述。若是固態解決方案，功率損耗程度則與導通電阻直接相關。導通電阻取決於所用之半導體類型及功率電晶體之通道大小，而這兩個特性都會影響成本。雖然導通電阻通常不隨裝置的使用壽命而改變，但其為有限電阻，必須依照設計要求調整。理想中，傳導損耗及半導體成本應愈低愈好，可以按照數據進行統計，也就是導通電阻乘以面積 (RDS(on)×A)(圖2)。此為半導體製造商的關注焦點，如英飛凌(Infenion)也已經藉由自身的CoolMOS技術平台解決部分問題。 圖2　超接面 MOSFET的RDS(on)×A隨時間提升 安全疑慮是另一個考量。固態解決方案的切換速度較機電裝置快上許多，因為元件都不會移動。雖然更快的回應時間是一項優勢，但缺點則是輸入與輸出間並未提供物理性斷電。由於許多應用可能需要人為接觸機器，因此安全法規中，必須明訂高電壓輸入與輸出間的電氣隔離規範。實作電氣隔離最常見的方式就是採用氣隙，或是在傳導元件之間實際保留空間。如此一來，固態技術仍有一項缺陷，但這卻催生混合式電路斷路器或繼電器的概念，亦即使用固態裝置來切換高電壓，再運用體積較小、成本較低的機電式繼電器在輸出端提供電氣隔離，此時沒有電壓也可進行切換，進而延長有效使用壽命。與此同時，也有許多應用不需要電氣隔離。此外，電路斷路器目前適用的法規仍以機電裝置為依據，並未完整考量固態方案的優異效能。一旦法規制定趕上技術發展的腳步，電氣隔離的要求很可能就會視應用而異，不再如此嚴苛。 超接面MOSFET突破耗損限制 實作固態切換器所使用的電晶體，是採用半導體基板。如今最廣泛使用的基板材料為矽，但電晶體組態則各有不同。以AC切換，尤其是實作零電壓切換而言，通常偏好三端雙向交流開關(Triac)或矽控整流器(SCR)裝置。平面拓撲內建構的MOSFET普遍用於切換DC電壓，而IGBT則同時用於AC及DC切換器。然而，如同前述說明，這些方法都會因通道的導通電阻而造成損耗，額外產生必須逸散的熱能，如此一來就必須增加空間與物料清單來納入散熱片。 超接面MOSFET則不受限於以單一p-n接面為基礎的平面製程，而是採用多個垂直p-n接面的結構。因此，導通電阻會散布至多個並聯路徑上，降低整體導通電阻。英飛凌自1990年代起就是超接面MOSFET的開發者，且持續研發這項技術。相較於其他電晶體拓撲，此技術具優勢，尤其是導通電阻乘以面積的數值表現良好。如此一來，損耗就會相對降低，也能用在需切換高電壓與電流的應用，毋須採取散熱措施。透過英飛凌的CoolMOS 7技術，可望進一步降低RDS(on)×A，同時成功將切換損耗轉換為更低的導通電阻。此特性在固態繼電器與電路斷路器應用中所帶來的效能，能夠滿足使用者需求，因為繼電器和電路斷路器的切換頻率並不高。 MOSFET平台帶動固態繼電器/電路斷路器發展 在繼電器或混合式電路斷路器內使用固態裝置有多項優點，包括大幅加速切換時間、消弭機電裝置會產生的電弧與噪音，而且元件本身將更為可靠且可預測，同時拉長使用壽命。英飛凌在CoolMOS 7解決方案等領域的研發正努力改善弱點，以打破傳統使用上的限制。另一方面，新的超接面MOSFET平台突破固態繼電器與智慧型電路斷路器的設計，將RDS(on)×A的係數降到新低，價位也能夠滿足設計人員與終端市場的需求。此外，固態繼電器遠小於機電繼電器，體積可減少超過95%(圖3)。在電源領域中，英飛凌的超接面MOSFET只是眾多滿足創新需求的產品之一。固態繼電器與固態電路斷路器的可行性因CoolMOS 7等的發展正逐漸上升。 圖3　固態繼電器的體積大幅縮小 (本文作者為英飛凌科技產品行銷經理)

然而，最終用戶要著眼大局，更關心整個系統或製程在遵守環境義務的同時，能夠盈利的效率。他們明白，倘若所有生命週期成本都計入其中，在功率轉換過程的一個小要素，即便非常專注於降低其損耗並不一定會導致明顯整體成本節省或環境效益。 另一層面，將更多電源轉換裝置整合到更小體積(增大其「功率密度」)，可以更高效地利用工廠或資料中心的占地面積，並利用現有資源和成本實現更多產出。 本文將研究相較增大功率密度和提高系統效率，提高功率密度百分點在節能、購置/處置成本和機櫃/占地面積利用率等層面的實際成本。 製造商藉提高效率　降低營運壓力 在功率電子的世界，效率是一個容易概念化的術語，100%效率為好，而0%為壞。但是，讀者必須仔細設置自身的參考基準。資料中心整體電氣效率接近0%，從電網提取的所有功率幾乎都轉換為伺服器葉片、電源和冷卻系統中電子元件中的熱量。然後，將電力的美金價值轉換為美金收入可能是1,000%的效率，大多數行業都是如此，這是所有人的期望，否則，如果讀者想節省成本和挽救地球，同時也要賺錢，真正問題是如何最小化總功耗，同時以最大限度提高生產力。 資料中心管理者完全知曉這些，他們需要面對日常壓力來提高資料處理能力和速度，同時保持盡可能低電費，並從資本投資中獲得回報。他們別無選擇，只能以增加數千瓦的功率耗散來添加伺服器，但可以演算容量增大帶來的附加價值抵消額外能源和資本成本。在工業領域，如果需要另一台100kW馬達，並用於生產更多可銷售產出，馬達驅動及其電源則是不可迴避之開銷。在所有產業中，電源是一種必須的罪惡之物，本身不會增加商業價值，其耗費的營運成本和功率都被視為降低了利潤。因此，焦點自然而然地會將注意力轉向功率電子製造商，他們需要承擔透過提高電氣效率來減少損耗的壓力。 拓撲架構重新設計以實現零損耗 功率轉換效率似乎很容易定義，人們都可以引用公式「輸出功率除輸入功率之百分比」，兩者之間差值為功率轉換器消散的熱量。問題是，如果不涉及功率水準，以及它們如何隨操作和環境條件而變化，而將效率作為轉換器比較參數，此時效率沒有任何意義。往往這會導致一些「創造性」規格，挑選出其中亮點，以展現裝置最好的部分。很少有轉換器在接近其最大額定功率時操作，因此效率通常設定為在最大額定負載50~75%左右達到峰值，並且某些曲線必須在零負載時降至零效率。在輕負載時轉換器設計可能存在高不確定性，因此在待機條件下電源功耗可能會比其他電源多一倍(圖1)。負載為5%時，A線表示轉換器功耗是B線的三倍以上，因此輕負載功耗對總能量消耗有顯著影響。 圖1　輕載時效率在同類功率轉換器之間差異很大 幸運的是，業內有一些標準可以用來規定效率曲線形狀，例如具有不同級別的「80 PLUS計畫」中，「鈦」級為最高，要求在50%負載時具備最低94%效率，在10%負載時最低90%效率，這些是用於115V系統的效率，對於230V系統，上述參數分別是96%和90%(圖2)。 圖2　80-PLUS計畫的效率目標—115V系統 這些限制很難實現。在2004年構想80 PLUS認證計畫時，在50%負載下實現最低水準80%效率已經足夠困難，但是要達到94%的鈦級則意謂著需要減少電源四分之三的損耗。效率僅提高14%，而額定功率為千瓦級的電源必須將損耗從250W降低到64W，這不能透過對現有設計進行微調來實現，因此必須對轉換器拓撲架構進行徹底重新考量。不再使用傳統二極體，轉而採用同步驅動MOSFET，相移全橋和LLC諧振拓撲架構等技術都被用來限制開關轉換期間的損耗，並且出現諸如SiC和GaN等全新半導體技術，以實現更快的開關速度但不會造成功耗損失。即便是不在市電的低階橋式整流器也已經演變成MOSFET的混合布置，這構成功率因數校正電路必要的部分。這些都需要一定成本，也有採用新技術帶來的風險。即便如此，從供需角度看，客戶和電源製造商要求在螺旋式上升，以實現更高效率，達到99%甚至更高。 追求高效率而降損耗所費不貲 隨著功率轉換效率接近100%，提高效率的難度成倍增加。從97%到98%意謂著損耗減少了三分之一，從98%到99%意謂著將損耗減少一半。在任何轉換器設計中，將損耗降低50%可能會要求設計從頭重新開始，使用更複雜的技術和更昂貴的元件是唯一途徑，而這通常是以犧牲尺寸為代價。1kW電源效率為98%時，僅消耗20.4W功率(圖3)。而要花費多少努力才能使損耗達到10.1W，使效率提高到99%？考量一下1kW的負載，將效率提高1%僅僅可以節省10.1W，但這需要多少設計工作量？ 圖3　1kW功率轉換器中的損耗與效率 當然，所有節能都值得珍惜，但是更需要放寬眼界。在美國，工業用電平均價格約為每千瓦小時7美分。如果以1kW電源壽命為例，在100%正常執行時間下可操作5年或大約44,000小時，減少10.1W損耗可以節省大約31美元，而負載功率的成本超過3,100美元。更換電源會導致擁有成本、購買和鑑定費用、安裝成本以及通常與數百個元件、包裝和運輸相關的碳足跡。然後是舊裝置的處置成本，以及新尖端產品的功能風險。假設上一代電源可靠性仍然足夠，那麼與保留舊產品相較，很難看出這些相關成本與31美元的節省相比如何抵消。單純為了效率參數而追求更高效率可能是一項成本高昂的事情。 裝置縮小尺寸提高功率密度 為了降低內部溫度並提高演算的壽命/可靠性，也許有必要提高功率轉換器效率，但這僅在外殼和冷卻保持不變情況下才有效。有一個古老的經驗法則，即電子元件溫度每升高10℃，其壽命就會縮短兩倍。而依據可靠性手冊，在溫度升高10℃時，半導體元件失效率將增加約25%，電容器失效率將增加約50%。但是現代電子產品極其可靠且經久耐用，因此這些都是相對於非常長使用壽命和高可靠性而言的百分比變化。例如，從歷史上講，功率電子裝置的冷卻設置目標，是將資料中心入口處的理想溫度保持在21℃左右，但是英特爾(Intel)和其他公司的研究表明，該溫度可以適當提高，但不會顯著影響系統可靠性。APC的一項報告引用了美國供熱和空調工程師協會(ASHRAE)的預測，當入口溫度從20℃升高至32℃(68℉至90℉)時，總體裝置故障率僅增加1.5倍(圖4)。據稱，資料中心額定操作溫度每升高1℉，就可以將相關冷卻成本降低約4%，因此減小主機殼尺寸，允許包括電源在內的裝置在更高溫度下操作，可以真正節省成本，同時還可以釋放機架空間。 圖4　裝置可靠性與入口溫度關係 使較小電源在更高溫度下操作的另一推動因素，是採用以SiC或GaN材料製成的寬能隙半導體。這些元件操作溫度額定值比矽元件高很多，特別是對於SiC，允許裸晶在高達數百℃溫度下操作。 功率轉換各方紛尋最佳解 功率轉換裝置供應商可能會以特定條件下的效率規格來互相競爭，但對最終用戶而言，重要的是其製程的生產率和盈利能力。當然，籍由減少能源消耗來節省成本是一件好事情，但是透過增加機櫃中或機架上裝置功率密度，並提高每單位體積的生產率而獲得成本節省可能更具吸引力。資料中心和製造設施中的地板空間具有「美元密度」，這是為貢獻一定收入所必須達到的貨幣價值，以千美元/平方英尺為度量，因此縮小電子裝置尺寸以提供更多生產空間是實際收益。如果這意謂著在生產需要擴展時提供完整的額外機櫃，則實現的短期和長期資金節省更多。 仰仗相關的功率轉換器可實現電子裝置更高功率密度，這些促使系統架構師將功率密度視為越來越重要的指標。但是，與端到端產品電氣效率不同，整個系統的功率密度不易比較，需要包括哪些內容？在典型工業機櫃中，可能有開關裝置、連接器、安裝在主機殼底座的EMI濾波器、生成中間電壓的AC-DC轉換器、大電流匯流排、負載本地處的DC-DC轉換器、風扇及其自身電源和安裝硬體，有時甚至可能包括空調裝置。在控制機櫃中，負載可能是獨立式，也可能是馬達，在這種狀況下，功率轉換裝置體積占整個空間很大一部分，任何空間尺寸的節省都意謂著可以容納更多控制電子裝置。但是，這樣回報會減少，因為添加額外裝置總會需要更多功率。控制櫃還可能受限於使用標準化硬體，如用於裝置安裝的DIN導軌，供應商推出了越來越窄小的產品，而輸入/輸出連接器尺寸的實際應用通常定義了其最小值。現在30W AC-DC寬度已減小到21mm左右，而480W裝置寬度大約為48mm(寬)×124mm(高)。機櫃中如果包括冷卻系統，其中可能包括一系列風扇，由於入口溫度不能確定，因此功率轉換器的額定溫度通常設為在高溫氣流下操作，且沒有主機殼散熱設置。這導致功率轉換密度值相對較低，每立方英寸可能為10到20W。 POL實現資料中心電源高功率轉換 在資料中心中，功率分配系統體系架構會嚴重影響功率密度。最新趨勢是透過每個伺服器刀鋒上的負載點(POL)轉換器提供48V背板匯流排，將電壓降低至IC電平，通常低於1V。分開來看，POL可以具有令人吃驚的功率密度，每立方英寸超過1kW，但需要大量散熱片或冷卻氣流才能正常操作。48V匯流排可以來自機架AC-DC轉換器，其功率密度可能僅為每立方英寸20W左右。或者可以從外部中央電源提供380V DC，並在機架中轉換為48V。具備直流電源後，不再有交流整流和功率因數校正電路損耗，該轉換器可以達到非常高的效率，並且每立方英寸功率密度再次超過1kW(需要足夠冷卻能力)。另一個優勢是，與每個機架中的AC-DC不同，能量可以集中儲存並用於電源損耗或電力不足，而AC-DC具有很大的內部儲能電容器，占用了寶貴空間。 與工業製造中機櫃不同，資料中心負載實際是刀鋒伺服器本身，因此每個機架內部消耗功率均超過10kW。倘若要求嚴格控制的高速氣流進行主動冷卻，並保持較低入口溫度，這對於功率轉換器來說是個好消息，而由於其效率很高，僅消耗了刀鋒伺服器一部分的功率，允許使用具備最少量外部散熱(如果需要)的POL和匯流排轉換器，進而保持較高的總功率密度。實際上，使刀鋒伺服器產生的熱量遠離功率轉換器成為一個主要的考量因素。 寬能隙技術提高功率密度 功率轉換器設計人員可以透過降低開關速度來提高效率，但這會導致必須採用過大被動元件，進而使機殼尺寸變大。複雜諧振轉換器拓撲允許更高運作頻率，實現低損耗，而SiC和GaN半導體元件的到來又結合了高速度和低損耗，再次改變了遊戲規則。它們在較高溫度下可靠的操作能力可以使轉換器封裝尺寸進一步減小，進而實現更高功率密度。 追逐功率轉換效率百分點是一場收益越來越小的遊戲，除非這種改進能夠導致更小產品尺寸，進而能夠為直接增加利潤的裝置留出空間。功率密度是轉換器一個很好參數，但是應該仔細比較，並包括系統中所有元素，可以預期，製造產業中機櫃和資料中心伺服器機架之間的功率密度差異會很大。 (本文作者任職於貿澤電子)

FOC運算法節省大量電能 大幅降低馬達與壓縮機功耗仍是目前電器設計最重要的趨勢，而美國環境保護局(EPA)所推動的能源之星計畫，是此趨勢的主要推力。此一計畫評級不同各類型產品，並給予認證標籤，保證該設備在運行時每年的最高消耗能量(kWh)，其中Energy Star為效能最高評級，經過多年推廣，目前這已是多數消費性產品的必備規格，而除了Energy Star之外，多數國家的相關單位也有類似評級系統。 就設計趨勢來看，目前初階家電的通常為交流感應馬達(ACIM)，這類型的馬達多以變頻器(VFD)進行簡單控制。在此技術中，馬達採用三相正弦波作為繞組供電，透過改變脈衝寬度調變(PWM)工作週期控制馬達，並以工作週期變化率設定電壓與頻率(圖1)。 圖1　使用ACIM與PWM的家電 對變頻器來說，只要負載不變，就可透過恆定的電壓與頻率比率提供恆定轉矩，不過配備變頻器的交流感應馬達，其響應變化的負載與速度需求較慢，導致其效能不佳。例如洗衣機通常使用交流感應馬達，當濕衣服在滾筒中翻動，或是滾筒在攪拌循環期間變速時，交流感應馬達對可負載變化的響應往往較慢。要解決此一問題、提升效率最直接的方式，是更換設備的馬達類型，目前高階設備已開始採用新型態馬達的永磁同步馬達(PMSM)，此一類型馬達的控制性更佳，但製造成本也更高。 相較於感應馬達的轉子需要使用額外電能維持繞線線圈磁場，PMSM則是在轉子中採用永磁體，因此功耗更低，在控制演算法方面，則可使用經改善過的磁場定向控制(FOC)，當馬達在更寬負載與更高速度中運作時，FOC可精準控制使用能量。在控制器部分，PMSM可使用數位訊號控制器，例如Microchip的dsPIC33EV系列，可協助提升馬達效能，同時降低運轉時的噪音。 此外使用以FOC運算法的PMSM也可以節省大量電能。例如冰箱壓縮機所使用的馬達轉速極低，1分鐘僅有800轉，轉速設計如此之低的原因，是為了降低冷卻液泵的速度，讓冰箱保持冰冷，改用FOC運算法PMSM的冰箱，其使用功率降低約30%，提升此電器能源之星的等級。而根據其他研究數據，在電能轉換為轉矩部分，PMSM則可達到90%的效率。 弱磁控制提高轉速 相較於冰箱壓縮機的低轉速，其他電器像是電鑽、空調系統、排風扇等，需要高速馬達的家電便可以使用弱磁控制(Field-weakening)技術大幅提升馬達轉速。此技術是以轉子磁體遇到定子繞組電壓場，以抵銷轉子磁體中部分磁場的方式充電。當轉子對準繞組中的磁體時，將產生降低馬達的轉向阻力，這種電阻稱為反電磁力(BEMF)。透過弱磁降低反電磁力，可將馬達的最高速度從25%提高到100%，進而降低該時間點的轉矩需求。由於多數電器在高速度運作下，並不需要全轉矩，因此弱磁控制可有效提升其馬達的最高速度，達到強化運作效率的目的。 高速切換MOSFET降噪音 家電馬達控制的第三個主要趨勢是最小化噪音，多數人早已厭倦廚房家電不時傳來的嗡嗡聲。電器馬達會產生噪音有多種原因，包括電源電壓忽然下降、負載或轉矩需求突然變化導致轉子位置產生偏移，或是PWM訊號時間未與轉子位置對準，這些狀況都有可能導致轉子振動並產生噪音。 不過馬達噪音的主要來源，是接通和斷開金屬氧化物半導體場效電晶體(MOSFET)或絕緣柵雙極電晶體(IGBT)時所產生，這兩者是馬達繞組傳輸電源的大型電晶體。每當馬達啟動或關閉時，繞組中電流的突然變化抖動，都會推擠周圍空氣(與揚聲器的操作方式相同)，進而產生可察覺的聲響，只要有3個馬達繞組，每秒有數千次相同動作，就會產生正常人類聽覺範圍(20~20,000Hz)的馬達嗡嗡聲。 所幸現在已有降低噪音的解決方案，而這些解決方案的效率取決於成本，而其關鍵做法都是以更高頻率切換MOSFET，並擴展PWM。雖然所有馬達控制演算法都可使用20KHz或更高的PWM頻率，以確保噪音頻率在人耳的可聽範圍之外，但由於成本因素，內含MOSFET封裝的IPM(整合功率模組)，在較慢的頻率下，其售價更低，因此許多家電仍然採用以更低頻率(通常在5~8KHz)開關馬達的MOSFET。 另一種降低噪音的技術是展頻。此技術是使用隨機亂數發生器改變PWM頻率，這種技術雖然速度不一，不過不會改變PWM頻率，將此抖動加入PWM頻率中時，其噪音訊號將會變小且顯著降低。 高頻注入加速馬達 家電馬達在啟動與低轉速時，必須確定馬達內的轉子位置與定子對比。主要原因有二，首先是空調機組中泵浦與壓縮機之類的設備，馬達無法倒轉，即便只是輕微錯轉，仍會損壞泵浦。其次是鑽頭、食品加工機、洗衣機和風扇等應用，為盡快達到全速運轉，在設備啟動時，就必須得到全轉矩動力。 然而與FOC搭配使用的反饋電路(測器/觀測器)，無法在零速或低速下運作。FOC被稱為無感測器技術，這代表無法從霍爾感測器、磁性位置感測器或光學軸編碼器提供轉子位置，因此FOC演算法會從3個馬達繞組取得電流回饋。但馬達開始運轉時，由於轉速仍慢，反饋電路難以產生良好讀數，等到足夠的轉速(例如50 PRM)並獲得良好電流反饋後，控制迴路就會閉合且FOC開始正常運作。 而為了在馬達啟動或低速時檢測轉子位置，目前已開發出使用高頻注入(HFI)的技術。在此技術中，轉子中的3個繞組會使用高頻PWM訊號逐一逐次通電，並且測量電流反饋訊號。比較3組測量值後，就可精準定位轉子，並應用正確的PWM訊號，在泵浦和壓縮機以正確方向啟動轉子讓馬達加速。 另一項新技術是Wind-milling，透過Wind-milling重新啟動正處於慣性運轉的馬達，可匹配當下的位置與速度，讓馬達在穩定非晃動狀態下重啟，進而降低噪音並提升馬達耐用性。此外也可以FOC最大化轉矩的方式控制馬達，此技術稱為每安培最大轉矩(MTPA)，允許馬達在恆轉矩階段，閉環轉換後加快轉速。MTPA可讓洗衣機的滾筒高速旋轉，強化其脫水能力，無人機馬達可在300ms之內，讓轉速從0 RPM到30,000RPM，加快起飛速度。 MCU內建安全功能 安全性向來是馬達控制領域非常重要的設計考量，在產業中也一直往更高的產品功能安全設計方向發展(圖2)，而這也代表電子零組件，也就是控制馬達的微控制器(MCU)與數位訊號處理器(DSP)，需要內建符合產業規範的安全功能。像是IEC 60730B，此一規範要求在馬達啟動時，關閉MCU與DSP的PWM預設狀態，以防止馬達在啟動時產生任何瞬態故障。而未來，馬達控制設計工程師也希望拿到安全使用手冊，以協助他們了解並使用MCU或DSP中內建的所有馬達控制安全功能，這將帶來更安全的馬達驅動家電，也會讓所有消費者受益。 圖2　馬達往更高的產品功能安全設計方向發展 (本文作者為Microchip高效能微控制器部門行銷經理)  

實際上，碳化矽功率元件有多種優勢，包括由於溫度特性增強可提高功率密度和可靠性，可簡化電路設計以減少對外部元件的依賴，並且允許使用更小且成本更低的被動元件。筆者比較分別使用SiC和矽技術的輔助電源(圖1)反馳式轉換器的幾種設計，便可以看到如何在普通應用中發揮SiC的這些優勢。 圖1　輔助電源的位置和用途　圖片來源：羅姆 SiC具高穩定/低功耗特性 在功率半導體元件的製程中，SiC在價帶和導帶技術之間的能隙為3.2eV，這大約為普通矽的三倍。另外，其介電擊穿場強度大約為矽的10倍。這兩個特性共同賦予SiC元件優異的性能，包括更快的開關速度、更高的效率、更高的溫度穩定性以及更高的工作溫度上限。對於設備設計人員而言，這些特性有助於減少設備對散熱管理的需求，而不會損害可靠性。 SiC的擊穿場強度更高，使得MOSFET的漂移層可以薄得多，對於給定的擊穿電壓，其導通電阻RDS(ON)相對於晶片面積更低。為了在普通矽中實現高擊穿電壓，MOSFET具有更高的RDS(ON)，進而導致更大的傳導損耗。SiC技術還允許較低的MOSFET閘極電荷(Qg)，進而以較低的能量損耗實現更快的開關速度，同時具有低RDS(ON)和高擊穿電壓。 輔助電源設計挑戰待克服 太陽能變頻器、工業DC/DC轉換器、電池充電器等設備通常包含一個輔助電源單元，在主電源耗盡後為感測器模組和顯示器以及其他控制單元或驅動器等次系統供電(圖1)。為了簡化設計步驟，通常使用反馳式轉換器。來自次級側的反射電壓、最大關斷過衝和直流輸入電壓，使得主電源開關必須能夠承受最壞情況下的漏極和源極之間的電壓(圖2)。這些電壓的總和可能超過1300V。 圖2　分析反馳式轉換器中最壞情況的VDS 每種方法都有各自的優點和缺點，可以考慮採用多種設計方法來確保功率電晶體能夠承受在漏極和源極端子之間施加的最壞情形電壓。其中一個方法是選擇具有高擊穿電壓(例如1500V)的功率電晶體。然而，普通的矽高壓電晶體具有相對較高的導通電阻RDS(ON)，因此會導致不良的傳導損耗和散熱，亦往往具有較高的閘極電荷，導致較高的驅動損耗以及較高的漏電流，特別是在高溫下。 另一種替代方法則是以串聯的方式連接一對800V矽MOSFET，這需要更複雜的閘極驅動電路，並且還需要電壓平衡電路。另外，兩個元件都需要散熱器，因此增加了占用的空間。還有一種解決方案是使用雙開關反馳式拓撲結構(圖3)，但代價是電路更複雜。這需要隔離的閘極驅動器和電源來控制高端開關(圖4)，並且同樣地每個元件都需要散熱器。 圖3　傳統的矽MOSFET可在雙開關反馳式轉換器中提供所需的電壓能力 圖4　輕載、中載和滿載時的MOSFET開關波形 除了上述方案，可以考慮採用具有1700V擊穿電壓和3.7A額定電流的單個SiC MOSFET元件如SCT2H12NZ，該元件結合了高擊穿電壓與低RDS(ON)，其數值範圍是相近1500V矽MOSFET的二分之一到八分之一。另外，Qg和輸入電容大大降低，因此允許更高的開關頻率，進而可以使用更小的外部元件。此外，SiC能夠承受更高的工作溫度，進而降低了散熱需求。若允許單個FET反馳式電路，以最小的傳導損耗來達到所需的擊穿電壓，並且在更高的開關頻率下工作，轉而採用SiC元件，可以節省BOM成本，進而在總體上提供更經濟的解決方案。 例如專用反馳式控制器IC產品BD7682FJ用於驅動SiC MOSFET，除了為SiC元件產生建議的14到22V範圍(通常約為18V)閘極驅動訊號外，還整合了14V欠壓鎖定(UVLO)功能以避免散熱問題，還帶有輸出鉗位功能以防止SiC閘極發生過電壓。這款控制器實現了準諧振開關，把動態損耗降至最低、實現低雜訊，並採用高載模式以提高輕負載效率。BD7682FJ內建多種保護功能，例如軟啟動、每週期過電流限制器、過電壓保護和過載保護功能。 整合碳化矽電源開發板　簡化電路設計/省成本 舉例來說，半導體製造商羅姆(ROHM)創建了一個搭載SCT2H12NZ和BD7682FJ元件的100W輔助電源開發板，能夠在輸入電壓範圍為210~480V AC或300~900V DC的條件下運行。圖4顯示了輕負載(圖左)、50%負載(圖中)和標稱負載(圖右)下電晶體VGS和VDS波形。輕負載波形顯示了控制器如何在打開MOSFET之前等待幾個波谷，進而導致工作頻率低於標稱90到120kHz範圍。隨著輸出功率的增加，延遲時間減少，工作頻率增加。在標稱功率下，MOSFET在第一個波谷就會導通，在整個負載範圍內進行的測量表明，對於300到900V DC輸入電壓範圍，在標稱功率輸出下效率提高到88~92%。 羅姆藉由其輔助電源開發板，演示了在充分利用SiC元件優勢的情況下，可以實現系統級的成本節省。現在更進一步地推出BM2SCQ121T-LBZ準諧振AC/DC轉換器，完全整合了4A、1700V SiC MOSFET與BD7682FJ(圖5)的功能(包括UVLO、電壓鉗和突發模式)。這款轉換器採用方便的TO-220-6M封裝，可以比以往更為簡單地使用SiC元件進行設計，並且大幅節省零組件數目和電路板空間。 圖5　BD7682FJ開發板 碳化矽MOSFET元件憑藉結合高額定擊穿電壓與低RDS(ON)，以及高開關速度、低開關損耗和高溫性能，使得設計人員能夠在多種應用中簡化電路設計並降低材料成本，其中包括簡單的反馳式轉換器。一種新型完全整合的反馳式轉換器IC包含閘極驅動和控制電路以及內置1700V SiC MOSFET，採用易於使用的業界標準電源封裝，結合了以上優勢。 (本文作者Wolfgang Sayer為儒卓力產品線經理；Aly Mashaly為羅姆半導體AT SC電力系統總監)  

一般來說，空氣污染通常有許多來源，其污染物含有豐富的氧化物、氯化物與硫化物能導致許多工業元件上其各種合金材料的嚴重腐蝕。 而含硫的氣體，如硫化氫(H2S)與二氧化硫(SO2)是一般最主要造成電子設備腐蝕的腐蝕性氣體。然而，在日趨嚴重的環境污染與2003年歐盟頒布管制有害物質禁用指令(Restriction of Hazardous Substances Directive, RoHS)後，對於高階電子設備相關材料的選擇更是非常關鍵。 即使在惡劣環境下，也要確保電子設備的可靠性需求是足夠的。因此，了解電子產品所處現場/終端環境的空氣腐蝕程度就顯得非常重要。 如何掌控空氣腐蝕程度？有實驗室如宜特提供了解決方案，藉監控空氣品質(Air Quality Monitoring, AQM)量測現場/終端的空氣腐蝕程度(圖1)，並將其結果反饋至加速腐蝕試驗，如混合流動性氣體(Mixed Flowing-Gas, MFG)與硫磺蒸氣(Flower of Sulfur, FoS)試驗，藉此有效驗證產品保固期間是否將腐蝕失效。 圖1　現場/終端環境空氣腐蝕程度監控 本文將介紹何謂ANSI/ISA 71.04及其測試方法為何，以及產品驗證實驗室時常替客戶執行的兩項加速腐蝕試驗—混合流動性氣體與硫磺蒸氣試驗。 國際標準界訂空氣腐蝕程度 ANSI/ISA 71.04是空氣腐蝕等級的標準。由美國國家標準協會(American National Standards Institute, ANSI)認證的國際自動化協會(International Society of Automation, ISA)71.04-2013標準，將現場/終端環境的空氣腐蝕嚴重性分類為四個等級，其包含G1/G2/G3與GX。 測試方式為藉由使用一預處理的純銅和純銀的金屬試片，曝露在現場/終端的環境一個月的時間後，從其金屬試片所測得的空氣傳播污染物的腐蝕厚度/速率，來區分不同的嚴重性程度(表1)。 一般而言，當現場/終端環境的空氣腐蝕程度大於或等於G2等級時，其腐蝕影響的程度是可以被測量的，且腐蝕可能會是決定電子設備可靠度的一項關鍵因子。而腐蝕的失效模式可區分為兩類，包括銅與銀的腐蝕(圖2)。 圖2　在資料中心的訊息設備故障中，兩種常見的腐蝕失效模式 高階旗艦型加速腐蝕試驗：混合流動性氣體 MFG測試是一種實驗室的環境應力測試，其目的是在於模擬受污染的工業環境。一般來說．有許多可控制的參數，包括溫度、相對濕度、腐蝕性氣體種類(如硫化氫、氯氣、二氧化氮、二氧化硫、氨氣與臭氧等)、氣體濃度和氣體流速等。 此外，試驗箱體內的腐蝕性氣體不斷被新鮮的腐蝕性氣體所替換。由於可控制的試驗參數眾多，複雜的試驗設備架設和持續不斷的腐蝕性氣體流動。因此，MFG具備有很高的可用性來模擬現場/終端環境的腐蝕。然而，MFG試驗的缺點是測試成本高，並且不能被業內的所有供應商廣泛採用。 由於氣體反應性限制(硫化氫)，且必須存在氯氣或臭氧來驅動爬行機理，MFG測試適合複製銅的腐蝕和爬行/蠕變腐蝕(Creep...

碳化矽MOSFET具有較低的導通電阻，可以在開關狀態之間快速地來回切換。因此，它們比絕緣閘雙極性電晶體(IGBT)消耗的功率小得多，IGBT具有較慢的關斷速度和較高的關斷開關功率損耗。此外，碳化矽的寬能隙(Wide Bandgap)使碳化矽元件能夠在高壓下運轉。相反地，矽基MOSFET不能同時實現高阻斷電壓和低導通電阻。因此，碳化矽元件在高功率應用中變得越來越重要。 圖1　閘極驅動評估平台包括主機板、兩個外掛程式閘極驅動器模組，以及支援高達5,000瓦輸出功率的散熱器和風扇 由於碳化矽元件具有較高的功率水準，因此設計人員必須評估碳化矽元件本身及其閘極驅動器電路。碳化矽技術仍是較新的技術，因此目前在各種條件下的元件性能還沒有得到充分的發揮。 評估平台將協助設計工程師評估在轉換器電路應用中連續運轉的碳化矽MOSFET、碳化矽肖特基二極體以及閘極驅動器電路。有助於加速碳化矽功率轉換器的設計週期，進而加速最終產品上市。 功率轉換電路設計挑戰 為了使功率輸出和功率轉換電路的效率最大化，設計人員必須確保： 電源設備可在額定功率和電流下運行，並提供負載足夠的功率。 電路將內部功率損耗降至最低，以獲得最大效率。 該設計包含用於碳化矽功率元件的保護電路。 印刷電路板(PCB)布局大幅減少寄生電感和電容。 電磁干擾(EMI)輻射在允許範圍內。 該設計使用最少的無源元件，有助於降低成本、尺寸和重量。 閘極驅動器有助於實現上述目標，並可將熱能維持在規定的溫度額定值內。 圖2則為閘極驅動評估平台的簡化圖。其電源配置為半橋輸出式，未顯示的去耦電容器靠近碳化矽元件放置，以在元件切換期間保持電源電壓；去耦電容器和碳化矽元件兩端的電容器作為低通濾波器，以消除直流電源線上的開關雜訊；下方則為閘極驅動環路中的寄生電容和電感。 圖2　閘極驅動評估平台簡化圖 閘極驅動評估平台可幫助設計人員應對這些挑戰。該平台可以連續在高功率下運轉，以表徵所選碳化矽MOSFET和二極體的性能。該平台還可以在多種測試條件下比較不同的閘極驅動器，並可評估閘極驅動器的熱能表現、抗電磁干擾能力，以及驅動功率元件的能力，以使其高效運轉。最後，該平台可對設計進行分析，以提高效率、減少EMI、降低成本、減小尺寸和減輕重量。 閘極驅動評估平台本質上是一個功率級參考設計平台，它由一個主機板和一個以半橋配置的兩個碳化矽MOSFET-碳化矽肖特基二極體對組成。半橋電路在800伏直流總線電壓下可輸出最大5,000瓦的功率。主機板可以容納兩個獨立的閘極驅動器模組板，每個開關位置一個。因此，不同的閘極驅動積體電路和閘極驅動設計可以快速方便安裝在主機板上，以評估閘極驅動性能以及驅動器如何影響輸出功率。 閘極驅動評估平台的第三個主要元素是熱管理，其針對散熱器和冷卻MOSFET-二極體對的風扇。散熱器風扇子系統使功率電路能夠在頻率高達200kHz的MOSFET二極體對切換時，連續輸出高達5kW的功率。 閘極驅動評估平台的印刷電路板布局最小化迴路電感和電源電路與閘極電路之間的耦合；兩個閘極驅動電路則允許獨立評估頂部和底部閘極的驅動品質。 碳化矽MOSFET和二極體的選擇以及閘極驅動器的選擇是功率轉換設計最重要的關鍵。MOSFET必須具有電壓、電流和功率規格，才能滿足轉換器的要求。閘極驅動器有更複雜的要求。它應具有較寬的電壓範圍和足夠的輸出電流來驅動功率MOSFET。 圖3使用降壓轉換器作為負載的閘極驅動器開關損耗測試。此處顯示的是閘極驅動電壓、MOSFET漏源電流和MOSFET漏源電壓。 圖3　使用降壓轉換器作為負載的閘極驅動器開關損耗測試 推薦的驅動電壓為15至20V，以便將MOSFET切換到導通狀態；推薦電壓為0至-5V，以便將MOSFET切換到關閉狀態。閘極驅動器的峰值輸出電流範圍為1至15A，具體取決於MOSFET的功率處理能力。驅動器需要提供高脈衝電流，以減少開關瞬態期間MOSFET的開關損耗。此外，高持續電流和較小的外部閘極電阻可降低碳化矽MOSFET的高頻開關期間的驅動器溫度。 快速碳化矽MOSFET開關引起的高dv/dt使得高共模電流將流經閘極驅動器和功率轉換電路的其餘部分；高共模電流會影響控制電路中的參考電壓節點，進而導致誤操作。共模電流的大小由MOSFET dv/dt和共模電流路徑中的阻抗決定。因此，閘極驅動器積體電路及其電源都需要較高的隔離阻抗以減小共模電流。而閘極驅動器的隔離電容應小於1pF，電源的隔離電容則應低於10pF。 閘極驅動器實現電路穩定運作 傳統的做法是由光耦合器隔離，新的整合電路技術則可以採用電感或電容隔離，這些新方法被稱為數位隔離器技術。光耦合器和數位隔離器既有優點也有缺點—光耦合器提供電流，進而使其輸入不易受到EMI的影響。但是，光耦合器不能處理像數位隔離器一樣高的資料傳輸速率，並且會帶來更長的脈衝寬度失真時間。脈衝寬度失真時間是指透過驅動器積體電路的訊號延遲時間。在半橋電源轉換拓撲中，過多的延遲會產生波形失真和低頻雜訊。 光耦合器的性能隨驅動器電壓、溫度和設備壽命改變而變化。使用數位隔離器的驅動器在整個溫度範圍內具有更穩定的參數。由於數位隔離器在電壓輸入下運轉，因此它們更容易受到EMI的影響。但總體來說，與使用碳化矽MOSFET功率轉換電路閘極驅動器中的光耦合器相比，數位隔離器更穩定的運轉參數使其成為更好的選擇。 對於大功率電路，必須採用保護機制來防止元件熱失控以及由於故障而損壞元件和電路。強烈建議採用帶有保護電路的閘極驅動器積體電路。閘極驅動積體電路應具有去飽和(De-sat)保護，故障情況下的軟關斷、米勒(Miller)鉗位電路和欠壓鎖定(UVLO)。 發生負載短路時，去飽和保護電路會關閉MOSFET。軟關斷可避免較大的瞬態電壓過衝，並在直通故障期間(兩個MOSFET同時導通)關閉MOSFET。Miller鉗位電路透過從寄生漏極-閘極電容中釋放電流來避免直通條件，進而避免閘極電壓的瞬態上升。鉗位電路可防止MOSFET在應處於關閉狀態時導通。如果用於閘極驅動器輸入或隔離輸出電路的電壓供應過低，則UVLO電路會關閉閘極驅動器，以保護MOSFET免受錯誤的開關時序的影響。這些保護電路確保更堅固和安全的電源轉換電路。 PCB板布局對動態電路(如高效功率轉換電路)的性能則有重大影響。PCB走線和接地層的寄生電容和電感會增加電路中的寄生電容和電感；閘極驅動迴路中的寄生元件會降低MOSFET的開關性能；閘極-源極電容則迫使閘極驅動器積體電路產生更高的驅動電流。雜散電感會增加閘極-源極電壓的過衝，並導致在MOSFET開關期間產生振鈴。 為了減少雜散電容和電感，可將閘極驅動器、閘極電阻和去耦電容靠近MOSFET閘極，使閘極路徑盡可能較短。透過將閘極返回路徑直接布置在閘極電源走線的正下方，可將環路電感降至最低。最大化MOSFET閘極走線和漏極走線之間的距離，以減小閘極-漏極電容的大小。這種做法會切斷進入閘極的電流，進而降低米勒效應。 此外，電源轉換電路下方的接地層會增加電容耦合；避免在使用MOSFET開關的功率轉換電路中使用接地層。所有這些PCB布局建議均已在閘極驅動評估平台中實施，以避免訂製測試板的設計、布局和測試(圖4)。 圖4　產生波形的測試條件：輸入電壓=800V、輸出電壓=400V、開關頻率=100kHz、輸出功率=2.5kW 閘極驅動評估平台透過使用不同的閘極驅動積體電路，可以方便比較開關損耗和開關瞬態，並考量在連續開關條件下運轉的降壓轉換器，評估閘極驅動器的情況。降壓轉換器的運轉頻率為100kHz，輸出為2.5kW。 驅動器整合電路的驅動能力和所使用的外部閘極電阻將影響碳化矽MOSFET的開關瞬變和整體開關損耗。在此測試中，第一個閘極驅動器的額定驅動電流為14A，第二個閘極驅動器的額定驅動電流為2A。每個閘極驅動器均使用10Ω和1Ω閘極電阻進行測試(圖5-1)。 圖5-1　具有兩個不同驅動器積體電路和一個10Ω閘極電阻的MOSFET導通瞬變。 10Ω閘極電阻消除了閘極驅動器性能上的差異。10Ω的閘極電阻會降低MOSFET的瞬態開關速度，進而增加開關損耗。高輸出電流驅動器和低輸出電流驅動器之間的差異更加明顯。當以較低的閘極電阻使用高輸出電流驅動器時，MOSFET的開關速度更快。與較高的閘極電阻相比，較低的閘極電阻確實在開關轉換期間產生更多的振鈴。設計人員必須找到閘極驅動器、閘極電阻和MOSFET的較佳組合，以大幅降低開關損耗(圖5-2)。 圖5-2　具有兩個不同驅動器積體電路和一個2Ω閘極電阻的MOSFET導通瞬變。 閘極驅動器評估平台可藉助散熱器和風扇來評估驅動器積體電路的熱能表現，這些散熱器和風扇使MOSFET能夠在連續開關輸出狀態下運轉。該平台還可用於測試驅動器保護功能。 簡而言之，閘極驅動評估平台是一種有助於評估碳化矽元件和閘極驅動器的工具。透過將閘極驅動模組插入主板，設計人員可以很容易比較不同閘極驅動器積體電路的效率和熱能表現。設計人員可以使用評估平台上的PCB布局技術和推薦元件來克服碳化矽元件的設計挑戰，進而開發高效、熱可控和受保護的電源轉換電路。因此，該評估平台可以更快設計高效的功率轉換電路，並加快產品上市時間。 (本文作者皆任職於Littelfuse)

多射頻系統共存及抗干擾設計面臨新挑戰 從射頻的角度來看，5G技術先進性的原因之一是因為5G通訊設備工作在更高的頻率，擁有更多頻寬。根據3GPP的定義，5G包括了如下圖所示的兩個頻譜範圍，分別是Sub-6GHz和毫米波(mmWave)頻段，在每個範圍內又細分了數十個頻段號，分配給不同國家的不同電信運營商使用。 以中國為例，中國移動得到了2515MHz~2675MHz和4899MHz~4900MHz兩個頻段，中國電信得到了3400MHz~3500MHz頻段，而中國聯通則被分配到了3500MHz~3600MHz頻段，放眼全球則各個電信運營商頻段的分配就更加複雜。 不同頻段在5G通訊設備裡，都對應著特定的射頻前端系統的硬體支援，對於5G通訊設備而言，如何在擁擠而複雜的頻譜環境中讓自己不被其他頻段設備干擾就成為了設計師必須要考慮的問題。 此外，5G移動終端設備除了支持5G通訊制式以外，還必須向下相容老的移動通訊制式，比如2G GSM、3G WCDMA/CDMA2000/TDSCDMA、4G TD-LTE/FD-LTE等在未來相當長時間內仍然會繼續提供服務，所以隨著通訊技術的不斷發展，通訊設備上務必會搭載越來越多種類的通訊系統(圖1)。 圖1　典型5G手機的手機模擬模型 比如華為推出的Mate 30 Pro 5G手機，便採用了最先進的5G天線設計，機身共有21根天線，搭載了包括5G、4G、3G、2G、Wi-Fi、BT、GPS、NFC等在內，多達8種無線通訊系統，這些系統在單獨工作的時候不會產生干擾問題，但當不同的通訊系統同時工作的情況下，產生的互調/交調頻譜分量或者雜訊信號很可能被抬高，導致某些極度敏感的無線系統(比如GPS)被嚴重干擾到無法正常工作。 5G通訊技術下，物聯網應用場景大量爆發，除了移動通訊設備外，在汽車、工業設備，國防設備等平台上也會搭載包括5G通訊在內的導航、探測、通訊、測控、數傳等眾多射頻系統，豐富多樣的系統特性包括了複雜的調製類型、超寬的頻率範圍、豐富的功率電平等。 這些平台上往往包含數十個射頻發射設備，這些發射設備中的倍頻器、混頻器、功率放大器等由於諧波洩漏、雜散輻射等會產生大量的交調產物，而擴頻調製、調頻工作等使雜散輻射頻譜大量增加。 同時這些平台上還包括了相當數量的射頻接收設備，這些接收設備的工作頻段各有不同，其敏感頻率(如鏡像頻率、諧波頻率等)也各有不同，隨著軟體無線電、數位化中頻、寬頻接收等技術的採用，使這些接收系統受到干擾的潛在風險大大增加，這些複雜的電磁干擾以及與電磁頻譜相關的軍事力量、設備、系統和平台的影響，成為決定整體系統和平台效能至關重要的因素。 射頻系統抗干擾模擬方案需具備五大要素 ANSYS射頻系統抗干擾模擬方案提供了一個複雜射頻環境中電磁干擾模擬的資料管理與分析的整體框架，將尖端的模擬引擎與多保真參數化模型相結合，實現對任何環境下共址干擾的準確預測，如運載平台、通訊基地台以及個人電子設備的共存和靈敏度降低等。並且針對不同傳真度登記的已知數據，可以進行不同層級的模擬分析。 這套模擬解決方案的設計理念是允許設計師在設計早期階段就開始模擬，直至整個系統設計完成後的維護階段。在設計和整合的早期就可定位出共址干擾問題，當定位出干擾問題，在對設備或系統進行否認和修改之前，便可以在軟體中進行改善策略的探索對比，從而說明客戶節省大量成本。 射頻系統共址及抗干擾模擬解決方案，所需要注重的能力包括以下幾個方面。 內建無線電模型庫和RF部件庫 多通訊系統共存情況下的射頻抗干擾模擬的第一步是對射頻系統的建模，射頻系統包含了收發機、濾波器、雙工器、放大器、混頻器、天線等諸多元件，能夠支援用戶方便快捷地實現射頻系統建模成為抗干擾模擬工具的重要技術要求。 ANSYS EMIT內置了多種通用的無線電模型庫(圖2)，包括GSM、CDMA、WCDMA、LTE、GPS、Wi-Fi、藍牙、VHF/UHF通訊、SINCGARS、CDL等許多通用的無線電模型，使用者可以直接調出使用。對於實現特殊功能的定制化無線電模型，客戶也可以通過參數化輸入對其發射頻譜和接收頻譜進行定義，也可通過導入測試資料的方式實現對未知無線電模型的建模。 圖2　EMIT內建的無線電模型庫以及可擴充的無線電模型 EMIT軟體中的無線電模型(Radio)可以是收發信機(Tranceiver)、發射機(Transmitter)或接收機(Receiver)，一個無線電模型中可以定義多個頻段(Band)，EMIT可對每個頻段配置相應的頻率、功率電平、調製方式等無線系統參數。對於發射機頻譜可以配置頻譜類別、發射功率、近端相位雜訊、遠端相位雜訊、諧波、雜散等指標，對於接收機頻譜則可以配置帶內敏感度閾值、混頻器產物、帶外雜散、飽和電平等參數。 ANSYS EMIT是用於複雜環境中射頻干擾(RFI)模擬的軟體。EMIT與ANSYS HFSS緊密配合，將射頻系統干擾分析與產業領先的電磁模擬相結合，能夠對天線到天線耦合進行建模，能夠可靠地預測多天線環境(具有多個發射器和接收器)中的RFI影響。眾所周知，在測試環境中診斷複雜環境內的RFI非常困難而且成本高昂，但是，利用EMIT的動態連結結果視圖，就可以通過圖形化信號跟蹤和診斷總結功能顯示干擾信號的源頭以及其到達接收器的路徑，從而快速確定任何干擾的根源。一旦找到干擾原因，EMIT就能快速評估各種RFI緩解措施，從而實現解決方案優化。 除了對無線電模型的快速參數化建模外，EMIT還內置包含濾波器、多工器、環形器、隔離器、功分器、放大器、線纜等在內的全面RF部件庫，這些寬頻部件模型可以生成搭建射頻系統所用的模組，這些部件模型可以利用EMIT內置參數化模型指定指標，或者通過其他模擬工具或測量獲得的特性資料生成模型。射頻系統模型中用到的無線電模型、RF部件和天線等模型的定義可保存在EMIT部件庫中以供將來使用，也可以共用給其他用戶使用。 支援多種傳真度的天線耦合模型 射頻系統的干擾路徑主要基於各系統天線之間的空間耦合，所以天線耦合資料成為決定射頻系統抗干擾模擬準確性的重要組成部分。對於設計初期的系統共存模擬驗證工作而言，該階段一般尚不具備搭載通訊系統的平台設備模型以及各系統天線的具體設計模型，所以此時並不能通過傳統電磁場模擬工具得到天線耦合資料。 而EMIT有多種天線耦合資料的定義方式，提供包括恒定耦合、路徑損耗、路徑損耗+增益、以及S參數等在內的多傳真度天線耦合資料供使用者選擇，耦合資料的精度隨之增加。 定耦合是指天線耦合量為使用者設定的與頻率無關的常數，用於系統設計初期的天線耦合度指標分配。路徑損耗天線模型的耦合量為基於自由空間內天線之間的路徑損耗，用於在設計初期考慮天線放置的不同位置對干擾程度的影響。 EMIT還可以考慮自由空間內天線之間路徑損耗以及相對方向上的增益計算得到的耦合量，用於獲悉天線設計類型之後的更準確的天線耦合資料提取，最準確的方法則是通過測試或電磁場模擬得到的寬頻S參數資料用於表徵耦合量，此資料充分考慮搭載通訊系統平台和天線的相互影響，適合用於系統設計完成後的最終抗干擾性能模擬驗證(圖3)。 圖3　EMIT多傳真度的天線耦合數據模型 EMIT內置了多種近似天線耦合模型，用於在具備更精確的天線隔離資料之前進行系統共址的抗干擾分析，在缺乏特定耦合資料的情況下，EMIT也可以用來計算避免產生干擾所需的天線間的耦合量。 快速準確的天線耦合模擬演算法 為了實現更準確的系統抗干擾模擬，使用者需要用到更準確的天線耦合資料來實現對射頻系統的建模，EMIT能夠導入天線測試資料作為耦合模型，支援使用工業標準Touchstone檔案格式描述的寬頻多埠隔離資料，而無需將所有的資料容納在單個Touchstone檔中，因為EMIT會將所有待考慮天線間的多組資料自動整合在一起。 EMIT還可以與ANSYS高頻電磁場模擬工具HFSS聯合工作，使用其商業化的電磁求解器對多天線、大尺寸的問題進行快速準確求解得到天線耦合資料。 HFSS具有的增強彈跳射線法(SBR+)求解器，利用射線追蹤技術求解天線在載入到大型平台上以後的輻射性能和耦合資料，而且SBR+在傳統的彈跳射線法基礎上添加了多種改良演算法，可以計算以前SBR演算法無法求解的邊緣電流修正、入射波衍射、陰暗區電流分佈、以及平台表面爬行波等各方面的影響，是業界最精準的射線法求解工具，可以輕鬆得到多副天線的互耦資料。 除了演算法層面，HFSS作為專業的電磁場模擬軟體還具有其他方面的巨大優勢，整合了天線設計庫，包含有數十種實際工程中常見的天線種類，使用者可以直接方便快捷地調用各種天線形式，還具備其他射線追蹤工具所不具備的物理模型，擁有與業界主流三維MCAD軟體的介面，準確高效地實現大型平台模型的導入匯出。 軟體具有強大的圖形介面，可以直觀地瞭解天線在大型平台上的輻射場圖，以及表面電流的分佈情況等。絕大多數任務都在不超過8G記憶體下完成求解，再配合HPC，利用硬體多核CPU和GPU加速，實現快速模擬得到結果。 考慮多射頻系統所有干擾因素 EMIT的1對1收發系統模擬對一對單獨Tx/Rx通道進行模擬，同時包括了收發系統相關的元件(如濾波器、電纜、放大器等)和天線的耦合度(ATA)，最後計算出接收機Rx的射頻干擾冗餘度(圖4)。 圖4　以EMIT功率流分析模擬射頻系統干擾 EMIT寬頻射頻干擾冗餘度模擬結果如圖5所示，上面的線條為接收機的敏感度閾值，該線條代表了接收機的寬頻敏感度指標。 圖5　接收通道寬頻射頻干擾冗餘度模擬結果 由於接收通道上混頻器的非線性效應，所以不僅接收帶內的干擾信號會影響靈敏度，在帶外某些頻點的干擾信號與接收混頻器進行高階互調，產生的互調產物也可能落在接收帶內，從而引起接收機敏感度惡化，所以接收通道需要同時考慮頻道內和頻道外干擾信號對靈敏度的影響。 圖5下面的線條是從發射系統耦合至接收埠的頻譜分量，低於上方敏感度閾值的頻點表示不會對接收機靈敏度造成干擾，而對超過閾值的頻點則是引起接收通道性能惡化的來源。 EMIT還能計算帶內的峰值射頻干擾餘量。由於混頻器、放大器等通道上的多個非線性器件，導致經過多次複雜交調互調後可能落在接收帶內的干擾信號譜非常豐富，如果分別考慮這些信號對接收敏感度的影響，從上面的寬頻射頻冗餘度結果來看都不會對接收系統靈敏度造成干擾。 但是，這些信號疊加起來產生的頻道內雜訊電平就很有可能超過接收機敏感度閾值，造成靈敏度惡化。所以如圖6所示，EMIT的頻道內峰值射頻干擾餘量則把多個落在接收帶內的干擾信號疊加起來，觀察是否超越了接收機閾值。 圖6　頻道內峰值射頻干擾餘量  EMIT還可以模擬當多個發射系統同時工作時，在多通道之間產生的有源互調交調產物，這些產物主要來源於兩個方面。 第一是多發射機同時工作，產生的發射頻譜耦合到接收機後與接收通道上的射頻前端非線性器件(如低雜訊放大器、混頻器等)產生的交叉調試。 第二是不同發射通道之間的互調，發射頻譜耦合到其他發射通道中，與其他通道內的非線性元件(如功率放大器、隔離器等)發生互調，得到的互調產物會由該發射通道往外二次耦合至接收通道，從而影響接收機靈敏度。 直觀的結果顯示和干擾診斷功能 EMIT提供不同層級的直觀結果顯示，通過場景矩陣結果可快速查看平台上哪個射頻系統受到了干擾，而通過電磁干擾邊限圖(圖7)，則可以完整的獲得收發通道的寬頻干擾情況，並能夠自動識別每種類型干擾的根源。 圖7　多射頻系統干擾模擬結果的可視化呈現 利用結果分組篩檢程式，用戶很容易從結果中排除特定類型的干擾(如共通道干擾)，這樣便可以看到最關心問題的結果，從結果的角度快速定位出干擾因素，從而可建議採取合適的改善措施。 EMIT的快速“what if”分析功能可以快速評估可用的干擾改善措施。例如，在調頻系統干擾分析中，可以從庫中快速拖放一個可調濾波器加入接收機通道，從而可以立即評估該濾波器的干擾改善效果。 在EMIT先進的介面下，通過高層級和低層級的分析匯總，以及內置的自動化診斷功能，用戶可以輕而易舉地把射頻系統間的干擾情況顯現出來。 常見的射頻系統抗干擾模擬案例介紹 汽車 如今，汽車總體通常搭載多個無線通訊系統，這些通訊系統的天線往往被放置得比較靠近，天線之間的相互耦合會帶來共址干擾問題，惡化部分敏感系統的接收性能，甚至使其功能徹底喪失，這就使得在汽車上的多通訊系統共址干擾影響的研究十分必要。 使用HFSS對各個天線進行三維空間輻射場性能模擬，將通過模擬得到的各天線輻射場結果搭載在汽車的相應位置上，使用HFSS的增強彈跳射線法求解器計算得到考慮汽車平台效應的各天線之間的寬頻耦合S參數結果。 圖8是汽車天線模擬結果的可視化結果。左側矩陣圖的最右側一列則反映了三個發射通道同時工作時的受干擾情況，對GPS接收設備而言，每個發射系統單獨工作時都不會影響其敏感度，但是三個發射系統同時打開後，矩陣中的深色單元框表示GPS接收設備受到干擾了。而右圖顯示出影響GPS頻道內敏感度的雜散頻譜以及其來源。 圖8　EMIT軟體多射頻系統抗干擾分析結果 為了消除受擾影響，在VHF收發機和FM接收系統通道都加上帶通濾波器，可以濾除帶外雜散的影響，也可以減小不同發射通道間的互調產物，改善GPS接收帶內敏感度。 圖9為使用抗干擾方案後的抗干擾分析結果，所有矩陣單元都變回淺色，這表明所有干擾效應都已被消除。 圖9　添加抗干擾方案後的分析結果，干擾問題不復存在 無人機與基地台 5G時代，萬物互聯，無人機的使用將會越來越普及，在給人們生活帶來便利的同時，無人機作為工作在複雜電磁環境裡的設備可能對其他設備產生干擾，也可能被其他高功率發射的設備(如同通訊基地台)干擾，設計師需要知道無人機和基地台需要至少保持多遠的距離，才能確保無人機能夠正常工作而不被基地台干擾。 EMIT可以對基地台和無人機兩個系統的所有發射和接收通道進行建模，通過功率流的分析方法對接收系統是否受擾進行模擬，生成如圖10所示的豐富的結果報告。 圖10右上方的矩陣圖清晰地顯示LTE基地台的發射信號對C2接收通道產生了干擾，而且當LTE基地台和無人機視頻下載系統兩個發射通道同時工作時會使GPS接收通道的靈敏度冗餘量不足(矩陣中用粗線框起的儲存格所示)。 圖10　EMIT對無人機和基地台共存時的射頻系統干擾模擬結果 在圖10的正上方的系統交互框圖中，EMIT用線條明確指出了干擾的源頭和產生的路徑，對C2接收機造成的干擾來源於900MHz的LTE基地台發射系統，基地台的發射功率經過基地台與無人機之間的天線耦合進入了C2接收機的接收通道，直接惡化了接收機的靈敏度。 圖10正下方的頻譜曲線則顯示了造成干擾的所有頻點，以及造成干擾的雜訊類型，此案例中對C2接收機的干擾是因為LTE基地台的發射功率超過了接收機的頻道外飽和電平。 為解決該干擾問題，直接在系統原理圖裡通過簡單拖曳的方式，在C2接收機通道前端添加帶通濾波器，元件的頻道內損耗、頻道外抑制度等指標都可參數化定義，也可通過導入實際濾波器S參數的形式對其進行配置，重新模擬即可在矩陣中觀察到，C2接收機通道的干擾問題已被解決(圖11)。 圖11　快速實施抗干擾對策，以解決干擾問題 以上案例展示了利用模擬的必要性，在日益互聯的世界中，無線系統的數量激增，其發生干擾和性能劣化的可能性也隨之增加。工程師可以在設計過程的早期階段評估盡可能多的備選方案，然後評估設計空間以優化關鍵設計參數。通過利用專業模擬軟體在研發早期階段確定有可能發生干擾的位置，企業能夠避免干擾問題，減少後期修復問題的成本和降低風險。 (本文作者任職於Ansys)

溫度感測器測量熱量以確保某個流程或設備保持在特定的溫度範圍內，進而保證在安全環境中持續運行，或者滿足強制性的安全規範。而且這類感測器在溫度極高、存在危險情況以及測量點無法觸及的條件下工作。在溫度感測器市場中，有三種產品占據主要的市場份額，分別是熱電偶、NTC熱敏電阻及電阻溫度檢測器(RTD)，每種產品對於特定應用都具有自身的優劣勢(表1)。 熱電偶成本低/易受雜訊干擾 熱電偶是這類感測器中最簡單的一種，從義大利科學家亞歷山德羅伏特的初次發現以及德國物理學家湯瑪斯澤貝克的重新發現以來，自19世紀末就已經開始使用。他們的研究共同表明，當兩條不同金屬製成的電線在末端連接到一起，而且接頭處存在溫差時，就會產生磁場。隨著溫度的變化，電壓會有所起落(稱為塞貝克效應)。在熱電偶中，電壓和溫度之間的這種關係可以使用參照表來計算得知。 熱電偶的主要優點在於成本極低、溫度範圍廣、耐久性高，並且能夠在不使用電源的情況下發揮功能。缺點則是待測量的物件和熱電偶之間不得存在熱流動，並且會老化，其精度也會受到影響，當電線接觸到水分、化學品或者發生機械干涉時，這一情況尤其明顯。熱電偶也會產生很低的輸出電壓，必須進行放大，而且在長導線上易於受到外部雜訊的影響，當熱電偶的電線遇到訊號電路上的銅線路時，就會產生冷連接(Cold Junction)。 熱敏電阻多用於精密溫控 熱敏電阻—特別是NTC熱敏電阻，由邁克爾 法拉第在1833年命名而來，他發現隨著溫度的升高，硫化銀的電阻會逐步降低。然而，由於熱敏電阻的生產較為困難，應用也比較少。隨著發現後世紀，撒母耳 魯本在1930年取得熱敏電阻的專利時，才開始商品化生產。 熱敏電阻一直受到歡迎，因為它的電阻隨著溫度上升而變化，其解析度也就更大，具有高度的可重複性與穩定性，同時還具備出色的可互換性。其熱品質較低，因而對溫度變化的回應也迅速。NTC熱敏電阻採用經過壓制的盤狀、棒狀、板狀、珠狀或片狀壓鑄半導體材料製成，如燒結金屬氧化物。由於製成品可以符合嚴格的電阻公差和溫度精度要求，NTC熱敏電阻主要用於精密的溫度控制。 NTC熱敏電阻還可以在電源中用作湧流限流器，在此類應用中可提供較高的初始電阻，在主機裝置打開時防止高強度的電流發生流動。升溫後，這種電阻有所降低，允許更多的電流發生流動，使主機裝置正常發揮功能而不會損壞。該應用中的NTC熱敏電阻尺寸要大於溫度測量時使用的熱敏電阻，專為該應用設計而成。相比之下，正溫度係數(PTC)熱敏電阻可作為自恢復的保險絲和加熱器使用。由於此處的討論只與溫度的測量和控制有關，因此關注點在於NTC熱敏電阻。然而，重要的一點在於要認識到PTC與其他裝置的區別在哪裡，以及為什麼在特定應用中會如此有效。 在施加極小的功率或者根本不施加功率的情況下，PTC會處於低電阻狀態，陶瓷的原子會按特定的模式排列，允許一些電子自由流動。在施加了足夠的電壓後，PTC幾乎就可以在瞬間達到180℃左右的轉移溫度(Transition Temperature)，電阻則增加了大約1,000倍，使其成為一種簡單而又有效的自恢復保險絲。去掉電壓後，熱敏電阻會回到低電阻狀態。由於一旦超出轉移溫度，PTC就可以自我調節到一個恆溫，因而可作為加熱器。這種屬性使得無論電壓和環境溫度如何變化，PTC皆可在近乎相同的溫度執行。 熱敏電阻屬於非線性裝置，代表圖中電阻和溫度關係的各個點不會形成一條直線。因此，需要修正資料，例如將熱敏電阻和定值電阻器組合在一起，形成一個可透過ADC達到資料數位化的分壓器。藉由此裝置為電阻器選取了合適的數值後，便可以改變曲線的溫度範圍，讓電阻與溫度的關係圖接近直線，進而滿足應用的需求。 儘管其溫度可以是零功率電阻下熱敏電阻本身的溫度，NTC熱敏電阻通常根據室溫(一般為25℃)下的電阻來指定。零功率電阻指熱敏電阻的功耗較低時，特定溫度下測得的熱敏電阻的電阻值。額外降低的功率將會相當於不超過0.1%的電阻變化數值(或者公差的1/10，取其中較小值)。相對較低溫度下，如-55到70℃的應用，通常會使用電阻較低一些、即200到10,000歐姆的熱敏電阻，而溫度更高的應用則通常使用電阻高於10,000歐姆的熱敏電阻，達到最佳化所需溫度下每度電阻的變化的目的。 熱敏電阻具有許許多多的形狀，比如說盤狀、片狀、珠狀或棒狀，可以採取表面安裝、內嵌到系統中、封裝到環氧樹脂、玻璃或焙乾的酚醛樹脂中，或者還可以塗漆。最佳的形狀往往取決於要監測的材料，例如固體、液體或者氣體。當待測設備不易接近或者難以觸及時，熱敏電阻還可以連接到電纜上。在這種情況下，NTC熱敏電阻收納在一個連接到裝置上的環形端子中，另一端則有一個連接器，用於附著到控制器。這些元件使用的電纜專為該應用而設計。電纜長度可指定為100到9,999毫米，並且還可以指定從1,000歐姆到10萬歐姆的各種Beta值和電阻值。 熱敏電阻的成本各不相同，部分與精度有關。成本極低的熱敏電阻僅可保證在單一溫度下工作，在幾度的實際值範圍內(保證的溫度下)提供基本的指示功能。昂貴一些的熱敏電阻則可在範圍極廣的溫度下保證達到幾分之一度的精度。在典型應用中，控制器可監控熱敏電阻的溫度。流過該裝置的微小偏置電流會送到控制器，控制器則使用電源來將偏置電流施加到整個熱敏電阻上，獲得控制電壓。當測得的溫度低於或高於一個指定的範圍時(設定點)，控制器將執行指定功能，如開關風扇或者其他的裝置。 RTD穩定性高/可重複作業 RTD採用的是電阻值隨溫度發生變化的電阻器。RTD具有非常高的精度、可重複使用且高度穩定，薄膜型可用於範圍從-50到500℃的溫度，繞線型則可用於-200到850℃的溫度範圍。薄膜型RTD的元件包括基板上形成的一薄層的鉑，建立起的形狀可形成一個電路，該電路經微調後產生特定的電阻。該元件採用了塗層處理，可保護薄膜和連接位置。相比之下，繞線元件是封裝在陶瓷管或玻璃管中的線卷，或者是繞著玻璃或陶瓷材料的線卷。 RTD元件具有較高的熱品質，因而與熱電耦和熱敏電阻相比，檢測溫度變化的速度較慢。儘管只需兩根銅線即可將RTD連接到電路，但是根據周圍的溫度，銅線的電阻會產生微小的變化，因此大多數的RTD中都整合了第三根線，以使控制器修正這類變化。最精確的RTD使用了鉑材料，提供的電阻從100到1,000歐姆，稱為PT100和PT1000型。鉑材料的RTD對於溫度變化具有近乎線性的回應，穩定性很高且極為精確，可重複作業，並且溫度範圍極廣。由於價格較為昂貴，所以僅在需要最高精度的情況下使用。 以方程式計算電阻與溫度關係 用於指定熱敏電阻的基本值稱為Beta(β)，表示隨熱敏電阻中電阻和溫度間的關係而發生變化的曲線形狀，在指定具體類型時是關鍵係數。度量單位是克爾文(K)，遵循以下方程中定義的規則：   其中： ΔR=電阻變化 ΔT=溫度變化 k=電阻的一階溫度係數 如果k值為正，則電阻隨著溫度的上升而增大，因而熱敏電阻可稱為正溫度係數熱敏電阻；如果k值為負，則電阻隨著溫度的上升而減小，並且裝置稱為負溫度係數熱敏電阻。只要指定Beta值，就可以根據應用所需的電阻，在給定溫度下實現相應的熱敏電阻特性。也就是說，可以決定特定溫度下熱敏電阻的電阻必須是多少。 可以利用兩種方式來確定NTC熱敏電阻的Beta值。第一種方式是使用以下四個分量進行計算： 其中： RT1=溫度1下的電阻(歐姆) RT2=溫度2下的電阻(歐姆) T1=溫度1(K) T2=溫度2(K) 使用該方法，可以利用兩個溫度(RT1和RT2)來計算出NTC熱敏電阻的Beta值，但是僅可在一個很窄的溫度範圍內確保準確性。另一種更準確的方法就是使用斯坦哈特-哈特(Steinhart–Hart)方程式，得到的值會更接近實際溫度，在熱敏電阻的整個工作溫度範圍內都很有效。如果熱敏電阻製造商的資料表上未提供斯坦哈特-哈特係數，則可以測量具體溫度下的三個電阻，然後透過三個聯立方程式運算，進而得出這些係數。該過程如下所示：   其中： T=溫度(K) LnR=熱敏電阻測得電阻的對數 A、B和C=隨著熱敏電阻的類型和型號以及所需溫度範圍而變化的斯坦哈特-哈特係數。 如上所述，係數A、B和C是利用取熱敏電阻在三個溫度下的電阻並且求解三個聯立方程式而得到的。例如： T1=0℃，10,000歐姆熱敏電阻的電阻R1為32,803歐姆時。 T2=50℃，10,000歐姆熱敏電阻的電阻R2為3,603歐姆時。 T3=100℃，10,000歐姆熱敏電阻的電阻R3為685.7歐姆時。 1/T1=A+B(LnR)+C(LnR) 1/T2=A+B(LnR)+C(LnR) 1/T3=A+B(LnR)+C(LnR) 常數A、B和C的值為： A=0.001100669397 B=0.000238957307 C=0.00000006722278769 表2所示為對於10,000歐姆熱敏電阻在25℃下進行該計算時的誤差。 另一個Beta公差的因數描述了某一零件的實際曲線，在貼近按Beta值定義的標定曲線時距離有多近，用於描述點符合的零件。點符合的熱敏電阻，用於要求特定的電阻值與特定的溫度相符合的應用。決定Beta值的其中一個因素，是裝置中使用的各種金屬氧化物的成分和結構以及製造工藝中的變數。這樣一來，在生產批次當中以及在生產批次之間，每個單元之間都會存在變化。對於珠式的熱敏電阻來說，Beta公差通常為±1%到±3%的階數(某些材料可以達到±5%)。對於金屬化表面觸點類型的熱敏電阻來說，Beta公差的範圍將從±0.5%一直到±3%。 NTC熱敏電阻的製造商會為他們的每種產品提供電阻或者電阻比與溫度的對照表格。目前有大量形形色色的材料系統正在使用，每個系統對於可以製造的熱敏電阻的類型、熱敏電阻的尺寸、作業和儲存的溫度範圍以及可用標稱電阻值的範圍來說，都提出了特定的限制。 熱敏電阻的可互換性是一個重要的考慮事項，定義為熱敏電阻在一定溫度範圍內貼近已公布的電阻曲線時的接近程度如何。公布的電阻曲線可視為絕對精度，因此可互換性就是與該點的偏差。在效能不發生降級、並且每次更換後毋需對電路中的每個感測器元件進行校準的情況下，熱敏電阻有多麼符合這一點的要求，可決定零件的互換效能如何。然而必須注意，可互換的熱敏電阻包含了其規格範圍內的Beta公差，因此根據可互換性確定了相對於絕對標稱曲線的精度後，所以可互換的零件上就不再存在Beta公差。 評估熱敏電阻安全 為最終使用者選取適宜的溫度監控與溫度控制裝置看起來似乎非常簡單，在選用並安裝到系統之前並不需要多少知識。然而，正如本文所示，指定使用熱敏電阻的實際要求要多得多，如果未能根據預計用途來對裝置進行評估，則會造成故障、設計為其服務的系統發生破壞，甚至還可能起火以及/或者對產品或系統周圍的人員構成危險。事實上，熟悉這類重要的溫度管理裝置並不需要很多的時間，並且可帶來重大回報，十分值得投入。 (本文作者Debashis Sarkar為Molex進階工程經理；Rahul Bbhaskar則為Molex產品設計進階工程師)

本文將依據ISO 26262針對嵌入式安全系統開發提出的相關建議，介紹高壓(HV)電池電動車的功能安全概念，其中將涵蓋ISO 26262的方法，並考量依此安全概念完成的不同工作產品： ．ISO第3部分—項目定義、風險評估、安全目標定義。 ．ISO第3部分—高壓牽引變頻器功能安全概念。 ．ISO第4部分—高壓牽引變頻器技術安全架構。 ．ISO第4部分—系統故障檢測及響應。 汽車硬體設計需定義安全項目 汽車電子元件日漸增多為汽車產業的共識。汽車開始變得更加精密複雜，並納入各種感測、思考及執行功能以輔助駕駛使用，電子元件的形式已經改變。特別是油電混合車及電動車將大幅成長，而自駕功能也是一樣。 朝向全電池電動車的目標發展需經過多步驟程序，其中包含由基本的電氣化系統轉變為功能更豐富的系統，並包括移轉所有高功率負載。業界在前述轉變過程中的關鍵挑戰之一，就是確保系統承受峰值狀態的強健程度。 市場迅速成長，許多國家以政策獎勵促進成長。而各界擔憂長期永續發展問題，因此強烈要求對排放、材料及製程訂定更嚴格的法規。不過目前電動車的商業模式無法讓OEM長期獲利的問題需待解決，因為基本電動車的平均預估成本仍是一大問題。OEM將尋求各種方式消弭成本落差，如在內部自行處理更多設計工作，或是跳過第一層供應商，直接與IC供應商接洽。這裡所面對的困難，在於以全新方式結合ECU及成套功能，以整合嵌入式電子架構。 因此業界合作夥伴密切合作，加速找出方法因應以上限制。其中一種方式為開發參考設計，結合系統知識及安全專業。這代表參考設計從一開始就要納入關鍵安全系統要素。若要開發硬體參考設計的安全概念，必須能定義安全目標、概念及功能，讓預定項目能夠識別適當的系統實作，進而納入系統設計中。 ISO 26262 V週期程序流程 ISO 26262針對車輛安全系統產品的各個開發階段提供建議及準則，協助達成適當程度的功能安全成熟度。ISO在第2、第8及第9部分說明程序及方法，此外也說明V週期專案開發過程中，有關特定工作產品的技術層面，以及需要執行的各項審查(圖1)。透過第一層供應商或系統供應商，V週期由上而下，從OEM到IC供應商考量功能安全開發事宜。視公司在電動車開發中所負的責任而定，開發階段期間可能適用第3、第4、第5、第6及第7部分的內容，或選擇量身打造。 圖1　ISO 26262 V週期程序流程 如果以系統供應商開發變頻器模組作為電動車SEooC為例，就可適用第3部分的用途假設、第4部分的系統、第5部分的硬體、第6部分的軟體，以及第7部分的主要生產。而第10及第11部分為ISO 26262的應用準則。 V週期需參考設計安全概念 如簡介所述，IC供應商預期及開發系統ECU的方式，與傳統第一層相同。如此可加速開發時間，提供標準交付項目，並有利於整條生態鏈。其中的目標並不一定是提供解決方案，達到第一層所能提供的相同成熟度，而是為第一層加速開發工作產品。不過，為了適當定義安全概念，使其盡可能接近客戶安全概念，應針對ISO各部分內容進行開發作業。除了專門用於第一層量產的第7部分以外，IC供應商的重點就是因應V週期的各部分需求(圖2)。 圖2　ISO 26262 V週期程序流程 第3部分引導協助建立安全概念，定義目標系統中的項目，其中也包括初步功能安全架構，以及功能安全概念不應違背的可能危害及安全目標。本部分內容可協助客戶輕易瞭解業者提出的參考設計內容是否與其應用相符。 第4部分為技術說明及定義，以所需系統產品的系統架構需求為依據。本部分也定義及分析所有系統故障，以便定義診斷達到適當的安全層級。 第5部分及第6部分是軟硬體架構開發的V週期以及相關原型。本文涵蓋所有安全驗證及認證要點，並協助確認安全概念。 高壓變頻器開發安全目標/架構剖析 ISO 26262說明需要定義的項目，以便系統概念開發著手進行。 項目定義 這將釐清預定項目及系統的範圍與邊界，以及初步項目架構(圖3)及分配的功能假設。 圖3　電動車的高壓變頻器 在電動車的高壓變頻器範例中，功能假設可概述如下：變頻器是電動車的主要牽引系統，依據車輛控制單元(VCU)提出的扭矩需求，負責控制電源(HVDC電池)及電動馬達機械軸之間的能量轉換。VCU解讀駕駛指令，作為電動馬達的加速或減速要求。變頻器將此扭矩要求轉譯為進入牽引馬達的相位電流。在較先進的電池電動車中，通常是以沒有離合器的簡易變速箱連接馬達軸及車輪。 這是本文的第一項假設，其中關鍵是要具體明確，因為如果車輛設置離合器，安全概念及安全狀態就會不同。就現有的情況而言，萬一發生危害，駕駛或電動系統光是斷開電動馬達與車輪之間的連接，將不可能停止車輛牽引。 HARA及安全目標 HARA及安全目標的定義，一般是在OEM層級進行的大型分析，並提供給第一層供應商，作為對預定開發系統的需求。此項程序於ISO 26262第3部分定義，目標是分析定義項目故障時對人類的影響。其中提出所有可能駕駛及非駕駛情境有關的所有可能EE系統故障，同時考量各種操作及環境條件(圖4)。 圖4　EE系統情境 ISO 26262 ASIL表格(圖5)使用一組風險參數定義ASIL等級，涵蓋品質管理(QM)至最嚴重的ASIL D。這樣就能依據此項排名，針對危害指定相關的ASIL等級。一旦識別危害及安全目標，就能針對各項危害定義安全狀態及故障容錯時間間隔。安全目標是最高層級的功能安全需求，並由此衍生所有其他的安全需求。 圖5　ASIL表格 第二層供應商，很難由OEM取得這些安全目標及危害資訊。不過必須能夠對自身開發的任何系統，提出所考量使用案例的明確證據，包括合理分析的HARA，以便為客戶釐清安全目標。筆者考量合理的情境選擇，主要將重點放在最糟的情況。電動車高壓變頻器的危害及安全目標清單範例如圖6所示。 圖6　電動車高壓變頻器的危害及安全目標範例 功能安全概念 有了以上的假設、項目定義，以及危害和安全目標，就可定義第一批高階系統功能。之後將定義首要功能需求(FR)及相關的高階功能安全需求(FSR)用於功能安全架構(圖7)。 圖7　功能安全架構 高壓變頻器的功能安全架構，則可概述為圖8所示的主要功能及安全功能。 圖8　功能及安全功能 ASIL等級和FTTI與安全目標衍生及直接承襲的安全需求有關。之後ASIL等級會傳播給ISO第4部分所述的較低層級需求與技術系統安全架構。 因此在此功能層級中，項目定義、危害及安全目標假設，以及功能安全架構及需求，都是IC供應商客戶的第一批首要交付項目。這些首要交付項目應協助他們瞭解個案研究及開發的參考設計是否與其想要開發的應用相符。如果並未完全相符，就需分析其中落差並建立行動計畫，以合併客戶及供應商的安全概念。 技術安全概念滿足實作需求 技術安全概念是指依據安全及非安全需求完成的系統架構設計，其中提供系統架構適當性的理由，以滿足第3部分實作的項目定義、安全目標及功能安全需求的安全需求及設計限制。 技術安全概念之後將分隔，並代表達成預定項目及系統功能所需的全部軟硬體子要素功能。必須指定所有安全機制及故障偵測反應，以避免在技術功能故障時違反安全目標(圖9)。 圖9　技術安全概念 ISO 26262建議對系統設計架構執行安全分析，例如FTA或安全FMEA，以定義這些安全措施。這有助於詳盡識別所有可能以單點故障或潛在故障形式違反安全目標的系統故障。之後會以故障偵測功能處理各項故障，以減輕故障及降低其嚴重性。 使用此項安全分析可建立安全機制清單，衍生成為新的安全需求，然後分配至所有安全相關的系統架構區塊，並於安全分析時加以識別。所有安全機制定義，是以偵測故障的運作、技術及時間條件為依據(圖10)。安全機制技術定義可提供證據及適當反應，足以在FTTI之前達成安全狀態，而且不會違反項目的安全目標。 圖10　故障反應定義 安全機制可能是硬體或軟體。故障及安全機制清單有助於定義軟硬體架構，以及執行ISO第5及第6部分的FMEDA。 各項故障偵測的反應已被定義。擬定此反應流程的目的是讓系統回到安全狀態。在使用電動車高壓變頻器的情況下，安全狀態的定義相當複雜，原因是有大量能量流入電動馬達。在部分情況下，這可能會造成不穩定狀態而無法確保系統要求的安全狀態。 因此，依據定義安全機制彙總的系統故障清單，應由故障相關的適當安全狀態適當完成。本項系統故障偵測及反應矩陣為恩智浦在系統安全啟用範圍內提供的部分交付項目。 於ISO 26262第4部分開發的不同工作產品，包括技術安全架構及需求、安全分析及系統故障矩陣，可有效協助客戶評估業者提出的參考設計，提供安全完整性證據，證明能夠達成預期的功能安全完整性。這些工作產品就是TSC滿足項目頂級安全需求的論據及理由；此外，還向客戶提供可重複使用及微調的資料，以便將參考設計個人化，配合客戶本身的應用開發工作。 安全狀態定義 安全狀態定義以及在安全狀態中要求過渡的所有故障事件，也是技術安全概念的重要一環。安全狀態機器、安全狀態定義及圖式和過渡需求，均於此技術安全概念中定義。 就變頻器模組而言，其中存在多項複雜的安全狀態。故障時的安全狀態目標，就是停止車輛推進，因此要向電動馬達提供0扭矩。最直接的解決方案，就是斷開所有變頻器的IGBT，讓電流不會再送往電動馬達。不過視駕駛狀況而定，這可能對馬達產生高度的煞車力—直接作用於車輪，尤其是在高速情況下，對駕駛而言可能相當危險。 斷開所有IGBT，並不一定是讓車輛回到安全狀態的解決方案。就以上範例而言，安全狀態可能是讓馬達的三個相位短路，因此需要斷開或關閉所有三個高側或低側IGBT。圖11概述高壓變頻器系統的三種主要安全狀態。也存在其他選項，如降低電力或由PWM確保0扭矩控制。 圖11　主動短路三個馬達相位 圖11.1　主動短路三個馬達相位 圖11.2　三相位開路 圖11.3　三相位開路 安全架構客製化符規格要求 在此部分的ISO 26262中，大部分軟硬體工作產品均以類似方式量身打造，符合軟硬體需求規格。本階段僅開發軟硬體架構、示意圖及配置。如前所述，目標並不是比照第一層提供通過認證的變頻器模組，而是建立參考設計供客戶使用，作為包含安全概念的Asample原型。這樣客戶就能在開發及原型階段增加三至六個月的時間。 硬體安全架構 為了產生Asample原型，其中假設之前識別的程序流程及工作產品，具備足夠的成熟及詳細程度，能夠建構適當的Asample硬體安全架構，並向客戶提供證據，證明已考量及滿足其關切的安全問題。 接著將依據以上假設及定義，由系統安全概念衍生硬體安全架構。其中將選擇及附加所有IC元件，以滿足有關診斷以及對安全狀態反應的安全需求。在此恩智浦提出的參考設計，是以該公司IC建構完整架構。為打造安全系統，需將建立硬體架構原型，以便透過注入系統故障的方式驗證安全概念。而在技術安全概念中定義的系統故障及安全機制將接受測試；原型則支援業者在軟體系統啟用套件中，所提供的軟體應用開發及安全機制程式庫。 硬體FMEDA搭配IC系統故障模式 安全分析是ISO 26262的重要環節。FMEDA等安全分析會在不同的系統層級執行，是業者與客戶分享的重要交付項目。由於FMEDA在IC層級的目的是執行詳盡完善的IC故障分析，因此通常過於詳細，並不適合在系統層級使用。 為了簡化詳細FMEDA的結果，需要在系統故障模式中由IC故障模型重組故障。例如閘道驅動器的所有內部邏輯故障，可利用相關的λsafe、λMPF及λRF重組為一個故障模式(FM)內部邏輯。之後這些數據就可在系統層級導入更高層級的FMEDA。 這項概念雖然簡單，但系統安全分析所需的精細度，將成為複雜度的來源。有些故障可輕易重組，但有些故障仍然必須維持低度的詳細程度。例如在電源管理IC中，負責系統點火的輸入僅由系統安全機制保護，而不是IC安全機制。在這種情況下，重要的是確保獨立研究此項針腳及故障，不要與其他區塊重組，以避免單點故障。 軟體安全架構 圖10中開發的故障反應表，是ISO 26262第4部分的一部分，強調系統需要執行的定期檢查及反應清單，其中大部分檢查程式都是在軟體執行。為了簡化使用此項安全概念，恩智浦已開發一項軟體程式庫交付項目，可實作這類檢查程式及程式庫(圖12)。 圖12　硬體安全概念 此程式庫是由多個模組組成(圖13)。 圖13　簡化的安全變頻器程式庫架構 ．檢查程式是應用程式診斷功能，會定期呼叫使用，如馬達強度檢查、扭矩監控檢查程式和電流感測器檢查程式。 ．安全管理程式負責計數故障，於超過臨界值時呼叫反應管理程式，此外也負責在初始階段期間注入故障，以驗證各項檢查程式是否正常運作。 ．安全管理程式偵測到故障後，反應定序器負責讓系統轉移至安全狀態。 ．其他必要的模組，如核心間通訊負責管理非安全核心(QM)間執行馬達控制時的資訊分享，安全核心(ASIL D)則執行安全檢查，此外，記憶體管理則負責保證核心間隔離。 本文所述的參考設計遵循ISO 26262開發程序提供技術工作產品，對客戶而言相當寶貴。這項參考設計不僅協助加速開發時間，也提供一定程度的技術安全架構，說明分配至各個故障類型的故障及安全機制。本項提案硬體架構安全完整性層級的成果證據，是本套件的部分內容。因此客戶能夠依據需求判斷、重複使用及修改內容，達成自身的概念假設。 (本文作者皆為恩智浦半導體資深研發工程師)