SEPIC

BCM設計正快速進化，例如接線盒(Junction Box，又被稱為配電盒)原本配送電源至各項繼電器，現已整合至BCM內，或轉換為類似BCM般的模組，將電源傳送至半導體開關。隨著舒適與便利功能增加，連接至BCM的驅動器輸入與感測器也增加。此外，專用於負載管控模組數量增加(如車頂馬達控制)，BCM的網路需求也提高。 圖1為BCM原理圖，涵蓋感測器與開關介面、通訊介面及負載驅動器模組，其中的微控制器(MCU)模組包括嵌入式數位處理器和幾項周邊設備。 圖1　BCM通用原理圖 由於BCM複雜程度不一，BCM內主動式半導體零組件數量也各有不同。主動式半導體裝置需要電壓供應(或電源)才能運作。若簡易BCM僅支援少數幾項功能，可能只有幾件負載驅動器和一項網路介面，而當複雜的BCM控制多項功能時，其組成可能包括幾項半導體裝置，例如參考裝置、運算放大器、多工器、多開關偵測介面、高側開關或發光二極體驅動器。 BCM內的主動式半導體裝置雖然功能複雜度不一，但都有一項共通之處，都須要由電源管理半導體零組件提供電源。電源管理架構複雜度依BCM複雜度而定，簡易BCM可能由低壓降(LDO)穩壓器供電，較複雜的BCM電源可能來自多項多階切換穩壓器，而運作所需電源最終仍來自車載12伏特(V)電池。 換言之，BCM內的電源管理裝置自車載12伏特電池獲得12伏特輸入電源後，產生BCM內各項半導體裝置所需的電壓。這些電壓通常介於1.2伏特和5伏特之間，且不論電源架構複雜度高低，至少都有一項電源管理裝置連接至BCM的12伏特電池供電針腳。接下來，將介紹現今BCM內的各種電源架構。 審慎為BCM提供動力 針對BCM等車內多項控制模組而言，車載12伏特電池並非唯一電源。12伏特電池電壓不僅擁有大範圍的運作電壓，也擁有瞬態電壓。BCM的電源管理裝置連接至12伏特電池後，不僅必須在12伏特電源變化下，向BCM主動式半導體裝置供電，且必須不受損害。圖2為電源管理的簡易原理圖。 圖2　BCM的電源管理 輸出電壓軌數量，以及每一軌的電壓和電流高低，取決於BCM的主動式半導體裝置。此外，若BCM為感測器產生的電源並非車載，產生電源的電源管理裝置必須避免故障。 決定BCM電源管理架構 處理BCM供電時，必須先釐清以下兩件事：BCM需要何種電池條件才能運作？BCM整合或控制哪些功能？ 回答這些問題後，可協助判斷應該為BCM印刷電路板(PCB)上的各項半導體積體電路(IC)供電採取何種電源管理架構。 BCM運作所需的電池條件，取決於車體架構及BCM負載，若BCM整合多項功能，如被動門禁/啟動系統(PEPS)、免鑰匙進入系統(RKE)或胎壓監測系統(TPMS)，積體電路數量就會與微控制器處理需求成正比，以提高系統整體電源需求。 LDO架構電磁干擾較少惟效率不彰 最簡易的BCM電源管理系統為全LDO架構，BCM設計時若採用全LDO架構，通常毋須在引擎冷啟動或怠速熄火等運作。 此外，BCM若採用全LDO架構，通常不會整合額外功能，如PEPS、RKE、TPMS或門禁功能。這些BCM執行數量較少的通訊收發器，如控制器區域網路(CAN)、車內互聯網路(LIN)，以及電源需求較低的微控制器。這些BCM稱為基礎BCM，也是最不複雜的種類，而LDO架構在所有必要電源軌中，均使用寬輸入電壓LDO，圖3為LDO電源架構原理圖，若增加LDO可提供更多電壓軌，每項LDO可輕鬆配置在印刷電路板上，且所有LDO僅需要一對電容和一對電阻。 圖3　LDO電源架構 雖然LDO架構具備多項優點，包括電磁干擾(EMI)較少、封裝小、布建容易，但也得考量其他因素，例如LDO的電源效率不彰，所以裝置內可能因為功耗所造成的熱能限制；若BCM電源架構需要400毫安培(mA)以上，LDO因熱能限制而未必是最佳選項。此外，由於壓降與反向電池保護二極體，LDO無法在冷啟動或怠速熄火時運作。 剖析第一階降壓轉換器/控制器電源架構 以下分成降壓至LDO/降壓以及升降壓電源架構兩部分，分別加以探討。 降壓至LDO/降壓 「切換式降壓穩壓器至LDO/降壓穩壓器電源管理系統」為彈性雙級電源架構，採行第一級降壓轉換器/控制器，以及第二級降壓式轉換器(LDO或降壓)。第二級降壓/LDO可能是單一LDO、單一降壓轉換器/控制器，或兩者結合。單一寬輸入電壓降壓轉換器/控制器提供第一電壓軌，再由低輸入電壓LDO/降壓提供較低電壓軌，以供應微控制器及其他裝置。 BCM採用降壓至直流對直流(DC-DC)電源架構後，或許會整合額外功能，在各電壓軌就需要更多電流，BCM若採用此種電源架構，就可能是基礎BCM或多功能BCM，也可能具備閘道功能。 圖4呈現降壓至DC-DC電源架構，只須在第一級降壓軌以外，增加額外LDO或降壓轉換器，就能在最複雜的BCM使用這項架構，選擇寬輸入電壓降壓轉換器，以提供系統內最高電壓軌(一般為5伏特的降壓至LDP/降壓架構)。如此能提升整體電源效能，最高電流軌只會轉換一次(而非兩次)，可減少傳導或切換損耗。 圖4　降壓至LDO/降壓電源架構 只要第一級降壓能符合BCM整體電源需求，在第一次降壓穩壓器軌之外增加DC-DC穩壓器就沒有問題，以系統而言，可在BCM增加乙太網路等通訊收發器，以及射頻(RF)積體電路和更高效能微控制器，有多項方式可達到特定BCM需求。 升降壓電源架構 降壓/升壓電源架構，相當類似雙級降壓穩壓器至LDO/降壓穩壓器電源架構，有兩大差異。第一，如名稱所示，第一級為寬輸入電壓降壓轉換器，第二級為低輸入電壓升壓轉換器；第二，相較於先前第一級降壓電源架構無升壓，此處的降壓轉換器的電壓軌較低，讓BCM在引擎怠速熄火時，仍能降壓/升壓架構運作，甚至在某些情況中，能夠在冷啟動時運作(取決於OEM最低輸入電壓要求)。 BCM若採行此種電源架構，則可使用電源需求較高的微控制器，以及多項CAN和LIN收發器，甚至是基地台積體電路，以發揮PEPS/RKE功能，因此降壓/升壓電源架構適合各種BCM。 在圖5中，可在第一級降壓穩壓器輸出增加額外的LDO或降壓轉換器，由於使用兩顆交換式電源積體電路，可提高整體系統電源效能。此外，降壓/升壓電源架構可提高客製化電源架構的彈性，滿足BCM確切電源需求。 圖5　降壓/升壓電源架構 可依據系統確切電流需求，選擇寬輸入電壓降壓和低輸入電壓升壓。若只使用一項寬輸入電壓降壓，以及低輸入電壓DC-DC穩壓器，可改善電源架構成本，若需要較低電壓軌，亦可在第二級輸出軌增加低輸入電壓LDO或DC-DC穩壓器，為各項電壓軌或高電源需求的BCM提供解決方案。 雖然第一級降壓架構可提升電源效能與設計彈性，仍有須要妥協之處。例如，所有切換DC-DC轉換器/控制器都需要額外濾波，才能改善電磁相容性(EMC)，也必須謹慎配置印刷電路板，BCM的電磁相容性才能提高。此外，加上DC-DC穩壓器後，也會增加物料清單(BOM)總數，因為第一級降壓的EMI濾波與DC-DC的外部零組件需要額外電容器與電感器。以輸入電壓角度而言，降壓至LDO/降壓電源架構無法在引擎冷啟動(或怠速熄火)時運作，而降壓/升壓電源架構能在怠速熄火或冷啟動時保證繼續運作。 採用單級/雙級降壓/升壓電源架構 降壓/升壓電源管理系統是簡易又有效的BCM電源架構，由於採取降壓/升壓方式，系統在有怠速熄火或冷啟動輸入電壓需求時也能運作，BCM若能採用降壓/升壓電源架構，通常是較簡單的系統，在冷啟動時需要1安培(A)至1.5安培，這項架構適合獨立BCM，或甚至是具備閘道功能的BCM。 圖6為降壓/升壓電源架構原理圖。額外的LDO可為系統提供較低電壓軌，積體電路附近只需單一電感器或數個電容器，因此可縮小印刷電路板所占空間，且降壓/升壓具備良好電源效率。 圖6　降壓/升壓電源架構 只須占用小空間，降壓/升壓架構可獨立為整個BCM，包括CAN、LIN收發器和微控制器供電。 雖然降壓/升壓電源架構易於落實，電源效率也很好，但還有一些難題須要考量。例如EMC和所有切換模式DC-DC穩壓器一樣，都會提高系統物料清單成本。若以整體電源架構設計而言，使用降壓/升壓電源架構會導致設計彈性較低，其他電源架構可組合降壓、升壓或LDO以符合系統電流需求，但採用降壓/升壓電源架構時，設計師的選項有限。 認識單級/雙級SEPIC電源架構 單端初級電感轉換器(SEPIC)電源管理系統(圖7)，是另一種有效且直接的電源架構，讓BCM能夠在冷啟動或怠速熄火時運作。 圖7　SEPIC電源架構 論優點，相較於降壓/升壓拓撲結構，SEPIC電源架構只需單一升壓控制器，可降低積體電路成本，任何BCM若需在最差輸入電壓條件下運作，SEPIC架構都很適合。 SEPIC轉換器使用單一升壓控制器，若有需要，可在SEPIC電壓軌外增加低輸入電壓降壓或LDO。由於這項架構使用升壓控制器，故需要外部場效電晶體(FET)、二極體和耦合電感器(或兩件電感器)，可依據系統需求設計SEPIC轉換器，以處理各種電源範圍及輸入電壓。 雖然SEPIC電源架構的優點包括降低積體電路成本，以及在冷啟動或怠速熄火時持續運作，仍有其他因素必須權衡。加上外部電感器、FET和二極體後，SEPIC轉換器所占面積較大；也因為切換與傳導損耗提高，SEPIC轉換器效能也不如降壓/升壓轉換器。 了解第一級升壓轉換器/控制器電源架構 若第一級升壓或預升壓架構用於BCM內，正是為確保在引擎冷啟動或怠速熄火時能持續運作。預升壓之後為LDO或降壓電源架構。各種BCM都能採取預升壓架構，但BCM若需要預升壓，都得在冷啟動電池條件下繼續運作，以控制或執行車輛功能。 圖8為預升壓電源架構。這項電源架構採取寬輸入電壓升壓，升壓後的功率級必須具備寬輸入電壓能力。因為只有在電池電壓低於特定升壓輸出電壓時，升壓才會運作，必須選擇預升壓輸出電壓或中間電壓，以改善下游DC-DC穩壓器的效能。 圖8　第一級升壓電源架構 相較於第一級降壓電源架構，所有連接至升壓輸出電壓的DC-DC穩壓器，都需要寬輸入電壓；此外，增加另一項DC-DC穩壓器後，會擴大印刷電路板所占空間，也需要另一項電感器和一組輸入及輸出電容器。 最後，電磁相容性也和其他切換式DC-DC穩壓器一樣，都是主要的考量，故唯有必須在最低冷啟動條件下運作時，才會選擇預升壓設計。 SBC缺點明顯  限制BCM設計 系統基礎積體電路(SBC)是種半導體裝置，同時具備電源管理與網路功能，由於BCM兩者都需要，設計時可使用SBC，SBC潛在優點包括工程設計較簡單及電路板所占空間較小。不過，SBC有些明顯缺點，如前所述，BCM複雜程度不一，所以電源管理和網路功能複雜度也有所不同。 在BCM使用SBC後，SBC裝置可能包括BCM不需要的額外功能，導致此設計的成本增加；若是切割電源管理與網路功能，只須增減印刷電路板上的相關裝置，就能滿足特定BCM的功能需求。 另一項缺點在於無法採用新式電源管理裝置，便無法運用其中的創新技術降低靜態電流、EMI、熱能管理、效能或尺寸。若在BCM中選用較為創新的電源管理裝置，可減少設計作業、縮小電路板空間、減輕EMI障礙。 由於網路裝置需要原始設備製造商(OEM)許可，在SBC中納入創新電源管理技術可能更耗時，造成設計師無法利用創新電源管理技術。另外，SBC非但無法達到理想的BCM架構或車體電子架構，反而會限制BCM設計。若電源管理與網路功能分開建置，則可能因為彈性提升而改善BCM整體成本。 針對油電混合/電動車的電源架構 隨著油電混合與電動車增加，連接至12伏特匯流排的電壓範圍、瞬態電壓和負載也在改變。例如，圖9為傳統內燃機車輛12伏特板網內的啟動引擎與交流發電機，以及BCM連接至12伏特匯流排。而圖10是油電混合車內的48伏特匯流排系統，其中馬達/發電器連接至48伏特匯流排。在此架構中，BCM仍連接至12伏特匯流排。 圖9　傳統12伏特匯流排和啟動馬達，會導致啟動時的電池電壓較低，以及交流發電機造成負載突降情形。 圖10　馬達/發電機連接至48伏特匯流排的車輛 在48伏特油電混合架構中，因為交流發電機並不在12伏特匯流排上，連接至12伏特匯流排的控制模組(包括BCM)最大輸入電壓較低。這代表能使用最大輸入電壓較低的電源管理裝置，進而壓低BCM成本。 在此情況下，電源與網路零組件分開建置較為有利，因為不論在傳統引擎車輛或油電混合車輛中，只需最小變化即可使用BCM。 挑選電流管理架構　納入各類因素考量 選擇適當的電源管理時，涉及多項設計難題，表1列舉在挑選電源管理架構時，應考量的各種因素。 車載BCM支援多項功能，各種BCM設計需要不同電源管理架構，才能為BCM印刷電路板上的所有積體電路供電。電源管理架構包括LDO電源架構、第一級降壓架構、降壓/升壓架構、SEPIC電源架構、第一級升壓架構。要選用何種電源架構，取決於運作電壓的需求，包括是否在引擎冷啟動或怠速熄火時繼續運作、電壓軌所需數量、每一軌所需電流等等。 電源管理積體電路設計須考量諸多層面，包括電源架構複雜程度、EMI、所產生熱能、電路板空間和成本。可利用創新技術的新電源管理裝置，以減少設計電源管理積體電路的難題。此外，隨著車輛匯流排電壓提高，也必須改善BCM設計，才能在匯流排電壓運作條件下運作。 (本文作者為德州儀器車體電子與照明總經理及系統工程師)

貿澤電子(Mouser Electronics)開始供應Analog Devices的Power by Linear LT8361電流模式多重拓撲DC-DC轉換器。這款多功能的2MHz裝置可設定為升壓、單端初級電感轉換器(SEPIC)或反向轉換器等組態，並具備2.8V至60V的寬輸入電壓範圍。此轉換器內含一個2A、100V的電源開關，可在汽車、工業、電信和醫療等應用中提供最高95%的運作效率。 貿澤電子所供應的Analog Devices LT8361 DC-DC轉換器提供300 kHz至2 MHz的可程式頻率範圍，可讓設計人員避開重要頻段，並將外部元件的尺寸縮到最小。裝置提供Burst Mode運作，可在低輸出電流下維持高效率，消耗的靜態電流最低只有9µA。其可透過展頻頻率調變降低電磁干擾(EMI)，並用單一反饋接腳設定正或負輸出電壓，以減少接腳數。 尺寸小巧的LT8361轉換器提供了工業版(-40至125ºC)和高溫版(-40至150ºC)，採用經過熱強化的16導線MSOP封裝，移除四個接腳以符合高電壓接腳間距的需求。多功能的LT8361轉換器亦提供可程式欠壓鎖定、頻率折疊、外部同步、可程式軟啟動，和一個可提高效率的BIAS接腳。

圖1　第一個SEPIC採用平均模型，而右邊第二個實施逐週期法。 運用仿真來比較兩個電路的輸出回應。如圖2所示，兩個電路的回應非常相近。曲線的左邊描述了啟動序列，右邊部分顯示了兩個模型對負載階躍的回應。在這一階段具有相同的回應是首要證明顯示大訊號模型平均來說，正確地仿真SEPIC內部，而我們可以小訊號版本進行。 DCM PWM開關的大訊號模型由上篇文章的公式10中推導出的小訊號版本所代替，與Vorpérian博士先前考慮的不同。兩個模型得出了相同的分析，但Vorpérian博士先前考慮的是一個常見的配置(C端是接地的)，而為了建立一個自動切換的DCM-CCM模型，保留了原本普通被動配置。採用DCM PWM開關的小訊號模型更新的電路圖如圖3所示。右邊的參數列表計算分析所需的所有係數k。 確定準靜態增益 為了確定準靜態增益，須要照圖2使所有電感短路，所有電容開路。這正是SPICE在計算工作偏壓點時所做的工作。然後重新排列所有的訊源和元件以簡化電路，使其更易於分析。當做這項工作時，建議始終實施全面的檢查，確定新電路的動態回應與圖3完美匹配。任何偏差都表明出了錯，或者簡化中的假設過於樂觀：重複該做法直到振幅和相位完美匹配為止。組合出圖4的電路。 圖2　平均模型的瞬態回應與逐週期模型完全符合。 圖3　這是運行在DCM模式的SEPIC的小訊號模型。節點d1是負載比偏差和進入點。所有小訊號係數都自動出現在參數視窗。 圖4　用來確定準靜態增益H0的最終直流電路。 幾行算式將使我們得到輸出電壓表達式： 公式1   公式2 將公式1中的Ic代入公式2解出Vout。會得到： 公式3 小訊號準靜態增益簡單地表示為： 公式4 時間常數的確定 我們將採用FACTs並單獨確定電路的時間常數，而不是用圖3的完整原理立刻求解整個轉移函數。這種方法提供了一個優勢，以處理透過對個別草圖的SPICE仿真獲得的結果。這大大有助於逐步前進和追蹤錯誤，而不至於在大量的工作時間後才發現最終的結果是錯誤的。 為了確定時間常數，將刺激減為0。在此，由於我們想要控制到輸出的轉移函數，刺激是d1。將其減為0有助於簡化電路，如圖5所示。 圖5　將刺激減為0有助於簡化電路。在此從驅動電感L1的電阻開始。 可以用幾個公式來描述這個電路，我們知道IC=IT： 公式5 公式6 公式7 公式8 將公式7代入公式8然後解出V(c)。替代公式8中的V(c)解出V(a)。接著可得： 公式9 如果重新排列由圖3的定義替換係數k，將得出時間常數1的定義： 公式10 二階時間常數指的是從C2端看到的電阻，而L1是短路的。新的電路如圖6所示。由於L1短路，a和c端在一起，簡化更新的電路為右邊的圖片。 圖6　使電感短路真正簡化電路。 再一次，幾個簡單的等式會很快得出結果： 公式11 公式12 將公式11代入公式12，然後解出VT並重新整理。會發現： 公式13 如果知道試圖確定涉及C3的三階時間常數，變壓器配置(完美耦合)使其兩端電壓等於0V：在動態轉移函數中電容器不起作用。因此第一個係數b1定義為 公式14 二階係數 對於二階係數，我們將設置電容C2處於其高頻狀態(以短路代替它)，同時將確定驅動電感L1的阻抗。圖7說明了這種方法。因為輸出因C2短路，節點a和c都處於相同的0V電位。電路簡化為右側示意圖。 圖7　二階係數設置儲能元件之一處於其高頻狀態(C2)，同時可確定電感兩端的電阻。 我們可寫出描述VT電壓的第一個等式。觀察到：第一，IT和IC是相同的；第二，VT=–V(c)，我們有 公式15 因式分解VT/IT，L1兩端的電阻為 公式16 二階時間常數定義為 公式17 如果我們認為Vout=MVin，b2係數表示為 公式18 合併我們確定的時間常數，得出分母D(s) 公式19 如果我們考慮一個低Q值的近似值，這二階分母可以近似由兩級聯極點定義為 公式20 公式21 和合併為 公式22 零點的確定 如上文所述，當刺激調至零角頻率sz,，變形電路的回應為無訊號輸出(見圖1)。該運用現將包括將刺激復原和確定無訊號輸出的變形電路條件。圖8所示為我們須要研究的更新電路。無訊號輸出的有趣之處在於其傳播至其它節點。例如，如果Vout=0V，然後由於變壓器高邊連接，節點a也處於0V，所有涉及該節點的運算式可以簡化為如圖所示。如果輸出無訊號，則電流I1也為零，這代表Ic=I3。 圖8　在s=sz的特定條件下，觀察變形的電路，無訊號回應。 節點c的電壓定義為 公式23 因此，電流Ic等於節點c的電壓除以L1的電阻。 公式24 而電流等於 公式25 現將公式24代入公式25，然後視Ic=I3： 公式26 求解s，將係數k的值換為它們在圖3中的值，重新整理後會發現 公式27 這是個正的根源，因此為右半平面零點。透過收集所有的部分，發現極點和零點實際上是一個DCM Buck-Boost轉換器的極點和零點而得出完整的轉移函數： 公式28 及 公式29 公式30 公式31 和 公式32 最後的檢查，我們可比較Mathcad和圖1大訊號模型的SPICE仿真的動態回應。如圖9所示，曲線完美重合。 圖9　Mathcad和SPICE提供完全相同的回應(曲線完美疊加)。 另一個驗證是由採用不同的平均模型仿真相同的SEPIC結構建構。這也是一個自動切換的CCM-DCM模型，但接線方式稍有不同。圖10所示為兩種平均模型採用一個類似的SEPIC架構；圖11則證實兩個交流回應在相位和振幅上完全相同。 圖10　CoPEC平均模型包括單獨的開關和二極體連接。 圖11　DCM PWM開關和CoPEC DCM模型提供相同的動態回應。 快速分析技術為推導線性電路轉移函數提供了一種快速而高效的方法。在被動電路中，觀察可能實現的，而且是經常的，毋須寫一行代數就能得到轉移函數。隨著電路變得複雜和包括刺激源，不得不採用經典的KCL和KVL分析。但當確定分子和分母中個別的多項式因數時，如果有錯誤的話，很容易追蹤和只關注錯誤項。在複雜的電路中，小草圖和SPICE的幫助是極有用的。最後，最終結果以一種有意義的格式表示，並可直接區別出極點和零點位於何處。這是非常重要的，因為必須知道問題隱藏在轉移函數的何處。作為一個設計人員，必須平衡它們，這樣自然的產生傳播或元件的變化不會危及系統在運行中的穩定性。 (本文作者任職於安森美)