技術頻道

每一種功率轉換系統，包括太陽光電變流器、功率驅動裝置、UPS及HVDC等產品，皆需要輔助電源提供12V或24V低電壓電源給閘極驅動器、微控制器、顯示器、感測器及風扇，以確保系統能正常運行。輔助電源則需要從一般工業裝置所使用的三相400/480V AC電源，或太陽光電變流器所使用的高電壓DC電源才能運作。本文將介紹碳化矽(SiC)技術優勢，並如何透過SiC，輕易設計且CP值高的電源解決方案。 運用SiC MOSFET　小型輔助電源效能再增 圖1是輔助電源所用的普通電路。在某些輸入電壓條件下，MOSFET的最高耐壓需要達到1300V。為了確保安全，需要一定的電壓餘量，因此一般來講至少須要使用額定電壓1500V的產品。當然也可以使用具有同樣額定擊穿電壓的Si MOSFET，但損耗將變大，因此需要昂貴且厚重的散熱器。 圖1　普通返馳式變換器方式的輔助電源電路布局 另一種是使用更複雜的電路布局結構(雙向返馳式變換器方式、低電壓元件串聯等)而不使用1500V MOSFET的做法，但這些做法不僅會增加設計難度，還會使元件數量增加。如果使用特定導通電阻僅為1500V Si-MOSFET的1/2(圖2)的1700V SiC-MOSFET，則輔助電源的設計者們將能夠使用簡單的單向返馳式變換器的電路布局結構，而實現小型化和良好的性能；而若使用有完全塑封的TO-3PFM封裝以及表面安裝型封裝(TO-268-2L)技術，並提供適用此類應用的高耐壓SiC-MOSFET，則可分別確保5mm和5.45m的爬電比距。 圖2　特定導通電阻條件下的Si和SiC MOSFET性能比較   控制IC助力　 驅動SiC-MOSFET更安全/可靠　 因應採用SiC-MOSFET返馳式變換器的輔助電源解決方案，已有電源供應商推出相關的控制IC，這類控制IC的設計是利用返馳式變換器安全可靠地驅動SiC-MOSFET，而且不會因閘極驅動IC而變得複雜。以羅姆半導體(ROHM)為例，該公司旗下的準諧振AC-DC轉換器控制IC--BD768xFJ，能與ROHM的1700V耐壓SiC-MOSFET相結合，並可控制所有的返馳式電路，還能夠以適當的閘極電壓驅動SiC-MOSFET，此外還可透過閘極箝位功能和超載保護功能來保護SiC-MOSFET。 上述應用於SiC-MOSFET的控制IC，採用小型SOP8-J8封裝，具備電流檢測用的外接分流電阻和過負載、輸入欠壓、輸出過電壓保護等保護功能以及緩啟動等功能；且搭載準諧振開關，以在全工作範圍內將EMI抑制在最低水平，並降低開關損耗；還安裝重載模式工作和降頻功能，圖3為採用控制IC的1700V耐壓SiC-MOSFET的輔助電源電路圖。 圖3　使用了BD768xFJ控制IC和1700V耐壓SiC-MOSFET的輔助電源電路 運用評估板檢視SiC-MOSFET輔助電源性能表現 另一方面，為了方便對使用SiC-MOSFET的簡單輔助電源的性能進行評估，電源供應商也專門研發了評估板(圖4)。評估版的作用是為了在準諧振開關AC-DC轉換器中驅動1700V的耐壓SiC MOSFET。SiC-MOSFET的開關波形如圖5所示。透過不同輸出負載的波形可以看出在接通SiC-MOSFET時諧振源－汲極電壓如何變化。採用準諧振工作，可最大限度地降低開關損耗和EMI。輕載時(Pout=5W時)的Burst工作模式結束後，轉為準諧振工作模式。透過跳過很多波谷來控制頻率。當輸出負載增加(Pout=20W時)時，波谷數量減少，頻率上升。當接近規定的最大輸出負載(在這種情況下Pout=40W)時，將只有一個波谷。此時，開關頻率達到最大值120kHz。 圖4　使用了SiC-MOSFET的輔助電源用評估板 圖5　準諧振工作時的SiC-MOSFET開關波形 另外，為了延長一次側的開關導通時間，可以稍微降低開關頻率並提高輸出功率的要求。這樣，一次側電流峰值增加，傳輸的能量也增加(Pout=40W時)。當超過最大輸出功率時，過電流保護功能工作並阻止開關動作，以防止系統過熱。 首先，評估板因有兩個工作點而以不連續導通模式(DCM)工作。然後，在最後一個工作點(40W)時正好達到臨界導通模式(BCM)。根據不同的輸入電壓，DCM和BCM在不同的輸出功率進行開關。 圖6左側是對於不同的輸入電壓，在最大40W的負載範圍輸出12V電壓時的效率。如圖6右側所示，透過測量可知SiC-MOSFET的外殼溫度保持在90℃以下，SiC-MOSFET的最大額定結溫為175℃。晶片－外殼間的熱阻遠遠低於外殼-環境間的熱阻，因此只要是接合面溫度低於上限值的外殼即可以說是安全的。這表明該評估板即使在高達40W的輸出功率條件下，毋需散熱器也可工作。另外，如果對SiC-MOSFET增加散熱器來冷卻輸出整流二極體，則可以實現更高的輸出功率。 圖6　使用了SiC-MOSFET的輔助電源單元評估 這裡提供的是各DC輸入電壓的測量值，利用400/480V的三相AC電源也可運行評估板，PCB上安裝整流所需的二極體電橋。綜上所述，準諧振工作有助於將開關損耗控制在最低並抑制EMI，電流檢測透過外接電阻進行，另外，透過使用輕載時的重載模式工作和降頻功能，還可實現節能與高效率。   SiC-MOSFET實現小型化/高效率 在需要幾十瓦的簡單且CP值高的三相輸入用單向返馳式解決方案和超過400V的DC輸入電壓條件下，Si-MOSFET並不適用，因為大電壓Si功率MOSFET的性能較低。此外，也不建議使用雙向返馳式或堆疊式MOSFET等設計複雜結構的輔助電源，因為非常費時費力，這部分的時間與精力應該用在主電源系統的設計上。 而利用1700V SiC-MOSFET和相關控制IC，不僅能夠設計三相系統用或高DC輸入電壓用的簡單輔助電源，而且還可以發揮出較好的性能。利用SiC-MOSFET的技術，設計人員可提高產品的效率、簡潔性、可靠性並實現小型化；而控制IC經過最佳化後可安全地驅動SiC-MOSFET，同時能夠減輕設計負擔，可縮短將系統產品投入市場的研發週期，是極具突破性的解決方案。 (本文作者皆任職於羅姆半導體德國分公司)

本文分上下兩篇，上篇主要介紹用於決定開關轉換器的控制到輸出轉移函數的FACTs；下篇則分析帶耦合電感的DCM操作SEPIC。 本文選擇了運作於非連續導電模式(DCM)的電壓模式耦合電感單端初級電感轉換器(Single-Ended Primary Inductor Converter, SEPIC)。PWM開關將用於形成小訊號模型。 動態分析採用快速分析技術 FACTs背後的基本原理在於電路時間常數的確定(=RC或=L/R)此時在兩種不同的條件下觀察所研究的電路：當刺激訊號降至0時和回應歸零時。透過使用這種技術，將體會到確定特定轉移函數有多快速和直觀。基於這種方法的分析技術是幾十年前開始的。 轉移函數是一種數學關係，它將刺激(刺激訊號)，和由這種刺激所產生的回應訊號相連。如果我們考慮一個線性非時變(Linear Time-Invariant, LTI)系統無延遲，具有靜態增益H0(例如開關轉換器的線性理想功率級)其連接控制訊號Verr(刺激)和輸出Vout(回應)的轉移函數H可表示為： 公式1 首項H0是系統在s=0評估表現出的增益或衰減。該項將帶轉移函數的單位(或維度)。如果回應和刺激都用伏特表示(Verr和Vout)，H是沒有單位的。分子N(s)控制轉移函數的零點，數學意義上，零點是函數幅值為零的根。透過FACTs，我們用數學抽象思維以輕鬆揭開這些零點；不會像一般在諧波分析(s=jω)中所做的僅考慮在s平面的垂直軸，而是連帶考慮到負數根的整個平面。因此，如果電路存在零點，將表現為當輸入訊號調到零角頻率sz時無訊號的輸出回應。在這種情況下，儘管存在刺激，在變形的電路中的一些阻抗阻擋了訊號傳遞，回應為零；當變形的電路在s=sz點被刺激時，在訊號路徑的串聯阻抗趨於無窮或分支將該刺激分流到地面。請注意，這種方便的數學抽象透過觀察提供了巨大的幫助來找到零點，通常毋須寫一行被動電路的代數。圖1提供了簡單的流程圖，詳細介紹了過程。 圖1　這個簡單的流程圖將指導用最簡單的方法確定零點。觀察法不管用時，將需要進行雙重抵消注入(NDI)。 分母D(s)由電路自然時間常數構成。透過設定刺激訊號為0和確定從電路中臨時移除所考慮的電容或電感「所示」的阻抗，來得出這些時間常數。透過「觀察」，可想像把一個歐姆表置於暫時移除的儲能元件(C或L)，並讀取它顯示的電阻。這其實是個相當簡單的應用，正如圖2中的第二個流程圖所詳述的。 圖2　該流程圖解釋了用於確定電路時間常數的方法。 圖3是一個涉及注入源的一階被動電路，該刺激加偏壓於左邊網路。輸入訊號Vin透過網格和節點傳播，形成電阻R3上的回應Vout。我們感興趣的是推導出連接Vout和Vin的轉移函數G。 圖3　確定電路的時間常數需要將刺激設為0，並看看從電路中暫時移除的儲能元件所提供的電阻。 為確定本例電路的時間常數，我們將刺激設為0(由短路代替0V電壓源，開路代替0A電流源)，拆下電容器。然後，我們連接一個歐姆表來確定電容器端提供的電阻。圖4將示範這些步驟。 圖4　由短路代替0V源後確定電容器端的電阻。 如果用圖4的做法，「看到」R1與R2並聯後與R4串聯，所有這些與R3並聯後與rC串聯。該電路的時間常數只透過R和C1即可計算得出： 　公式2 我們可證明第一階系統的極點是其時間常數的倒數。因此：  公式3 現在，s=0時該電路的準靜態增益是多少？在直流條件下，電感器短路，電容器開路。把這概念應用於圖3的電路，繪製成如圖5所示。想像在R4.前斷開連接，會看到一個含R1和R2的電阻分壓器。R2.上的戴維寧(Thévenin)電壓為：  公式4 圖5　斷開直流電路中的電容器，計算這簡單的電阻配置的轉移函數。   輸出電阻Rth是R1與R2並聯的值。因此完整的轉移函數涉及到電阻分壓器(由與Rth串聯的R4和載入的R3所構成)。rC是斷開的，由於電容C1在這直流分析中被移除。因此： 公式5 基本就是這些，我們正錯過零點。在前文提到，零點透過阻斷刺激訊號的傳播而在電路中表現出來，產生一個無訊號的輸出回應(見圖1)。若我們考慮一個變形的電路，其中C1由代替，如圖6，當刺激加偏壓於電路，有什麼特定的條件代表無訊號回應呢？無訊號回應只代表流過R3的電流為0。這不是短路，而是相當於類比的接地。 圖6　在這變形的電路中，當串聯的rC和C1成為變形的短路，回應消失，R3中無電流流過。 如果在R3中沒有電流，那麼串聯的rC和即為短路： 公式6 sz根是我們想要的零點位置： 公式7 因而有： 公式8 現在我們可組合所有這些結果，形成以圖3電路為特徵的最終轉移函數： 公式9   這就是所謂的低熵運算式，從中可立即辨別靜態增益G0、極點ωp和零點ωz。高熵運算式將在考慮阻抗分壓器時透過施加大規模外力到原來的電路來獲得，如：     公式10 不只在推導運算式時可能會出錯，而且將結果格式化到像公式9這樣需要更多的精力。另外，請注意，在這特定的例子中，在寫公式9時我們沒有寫一行代數。如果我們後來發現一個錯誤，那麼很容易回到一個單獨的示意圖並單獨修復它。公式9的校正很簡單，但嘗試對公式10進行相同的修正，可能會從頭開始。 FACTs應用於二階系統 FACTs同樣適用於n階被動或主動電路。透過計算狀態變數是獨立的儲能元件數量來確定電路的階數。若我們考慮一個具有有限靜態增益H0的二階系統，其轉移函數可表示如下： 公式11 當H0帶轉移函數的單位，那麼N:D的比值是沒有單位的。這意味著a1和b1的單位是時間。當a1無訊號回應，b1的刺激為零，將確定的時間常數相加。對於二階系數，a2或b2，維度是時間的平方，將時間常數結合為一個產物。然而，在這時間常數產物中，重用了已經確定為a1或b1的一個時間常數，而二階時間常數的確定需要一個不同的符號： 公式12 在這個定義中，設置標號出現在「指數」中的儲能元件處於高頻狀態(電容被短路，電感被開路)，當我們暫時從電路中移除二階元件端(參見下標)，可從中確定電阻。當a2必須為無訊號的輸出和b2的刺激減為0時，可運用此法。當然，當觀察有用時，它總是最快和最高效的得出N的方法。乍看有點難以理解，但沒有什麼不可克服的。 圖7是一個經典的二階濾波器，用於確定在連續導通模式(CCM)中工作的電壓模式降壓轉換器的輸出阻抗。阻抗是連接一個刺激訊號Iout與回應訊號Vout的一個轉移函數。這裡，Iout是我們已安裝的測試生成器，而Vout是其兩端產生的電壓。要從公式11中確定各種係數，我們可按照圖2的流程圖，從s=0開始：如圖所示，電感短路，電容開路。該電路是簡單的，電流源的電阻R0不過是rL和Rload簡單的並聯組合： 圖7　工作於CCM的降壓轉換器的輸出阻抗的確是一個很好的例子，顯示了FACTs如何簡化分析。     公式13 這個電路中有零點嗎？我們看看圖8所示的變形電路。再看看當刺激電流Iout調為零角頻率sz時，什麼樣的元件組合將使回應Vout為零。我們可發現兩個變形的短路涉及rL-L1和rc-C2。 立即確定這兩個阻抗的根： 圖8　如果阻抗Z1或Z2轉換為短路，回應Vout為無訊號輸出。   公式14   公式15   因此分母N(s)表示為 公式16   分母D(s)的一階係數b1是由L1兩端的阻抗提供，而C2處於直流狀態(開路)：有1。然後看驅動C2而L1設置為直流狀態(短路)時的阻抗：得出2。如圖9所示，從該草圖可立即得出b1的定義： 圖9　在選定的元件終端中，當第二個元件處於直流狀態時，會得出阻抗。   公式17   二階係數b2是用公式12中導入的符號來確定的。L1設置在其高頻狀態(開路)，驅動C2以得到的阻抗，C2處於高頻狀態(短路)，則驅動L1而得到的阻抗。圖10顯示了兩種可能的整理結果，通常選擇最簡單的運算式，或避免不確定性的一個，如果有的話(如∞×0或∞/∞)。下面對於b2的兩個定義是相同的，可以看出上面的是最簡單的： 圖10　在選定的元件終端中，當第二個元件處於高頻狀態時，有2種結果。       公式18       現在我們有所有組合最終轉移函數的元件，定義為： 公式19     我們已經確定了這個轉移函數，而沒有寫一行代數，只是拆分該電路為幾個簡單的草圖個別解決。此外，正如預期的那樣，公式19已經是正準形式，可輕易的看到一個靜態增益、兩個零點和一個可用一個諧振分量ω0和一個品質因數Q進一步整理的二階分母。沒有考慮到Z1、Z2和Rload的並聯組合，我們不可能如此迅速地得到此結果。 採用FACTs，透過觀察可以推導出轉移函數，尤其是對於被動電路。由於電路複雜，包括電壓或電流控制源，觀察起來沒有那麼明顯，需要利用經典的網格和節點分析。但FACTs提供幾個優點：由於將電路拆分為用於確定最終的多項式運算式係數的個別小草圖，因此如果在最終的運算式中發現一個錯誤，總是可以回到一個特定的繪圖並個別修正。 此外，當確定與轉移函數的ai和bi相關的項時，自然會得到一個多項式運算式，而不用投入進一步的精力來收集和重新排列這些項。最後，在複雜的被動和主動電路中，SPICE對驗證個別極點和零點的計算有很大的幫助。 (本文作者任職於安森美半導體)  

由於卓越的品質因數(FOM)，工業產業正廣泛地使用氮化鎵(GaN)場效應電晶體(FET)。 GaN能讓工程師設計以幾兆赫茲運作的高頻應用，並將整體功率密度提高至先前無法達到的水準。 在這個速度範圍下，除基本產品規格之外，選擇FET驅動器時仍須適當地考慮特定因素。這些隱藏的參數可能會嚴重影響高速運作加速系統的各種損耗機制的設計。 為實現高頻應用，能夠以最大限度地減少損耗非常重要，且需要對損耗進行準確分析以確定要改進的地方。在速度較慢的開關應用中，一些損耗區域通常被忽略，其中傳導損耗主導著總體FET損耗，但在頻率較高時，典範轉變(Paradigm Changes)和開關相關損耗居主導地位。此外，許多高速應用都使用小型FET，這可能會使FET驅動器中的開關損耗成為總損耗中的一大部分。為此，本文將探討上述損耗並說明FET驅動器的選擇會如何降低這些損耗，進而將設備推向更高頻率的操作領域。 第三象限損耗影響電源轉換效率 第三象限損耗與FET閘極低(FET處於關閉狀態)時，跟從源極(Source)到汲極(Drain)傳導電流有關。在每個開關週期中，兩個FET都處於關閉狀態的時間很短，因此電感電流可能流過第三象限模式中的一個FET，這會產生與頻率、電流和時間在死時內成正比的損耗。 在高頻率和低輸入或輸出電壓下運作的轉換器中，這種損耗會大幅降低效率。例如，在工作頻率為5MHz，輸出為10A的12V至1.8V降壓轉換器中，若死時從1ns延遲至10ns會使效率降低8.5%。 為了讓損耗最小化，驅動器的低側和高側傳播延遲(Propagation Delay)失配現象必須在裝置到裝置的變化中保持穩定，包含溫度、自舉電壓、高側針腳電壓(圖1中的HS)或HS擺率(Slew Rate)，但這些考量因素有許多並未在產品規格表中測量。 為此，電源晶片商便積極推出新一代閘極驅動器以減低損耗，本文便用德州儀器(TI)旗下驅動器LMG1210做為例子。 提高設計效率須了解損耗機制 為了提高高頻設計的效率，必須瞭解以下損耗機制： ．第三象限/死時(Dead Time)損耗 ．自舉二極體反向恢復(Qrr)損耗 ．驅動COSS損耗 圖1為一個基本的半橋原理圖，特別顯示驅動器COSS和自舉二極體的位置，該二極體可能產生Qrr損耗。其中有些驅動器具備內部引導程序，而其他驅動器則具備外部引導程序。 圖1　半橋原理圖顯示了帶Qrr的驅動器COSS和自舉二極體的位置。 反向恢復損耗 死時不是受到驅動器影響的唯一損耗(表1)。儘管GaN裝置本身不具備Qrr，但如果使用二極體進行引導，則該二極體的Qrr將導致損失。如果有需要的話，使用肖特基(Schottky)或小型第三代GaN裝置作為同步引導可以消除此損耗。 一般而言，二極體的Qrr損耗取決於二極體在反轉前短暫時間內的電流。儘管陰極負載二極體中的平均電流可能非常低，但在電流流出的半橋轉換器中的二極體電壓反轉之前的死時內，突波電流可能會通過陰極負載二極體。 這種突波電流是由死時內開關節點電壓突然下降引起的，這會在自舉二極體兩端產生相同大小的正向壓降，並產生高電流。當二極體反轉時，電流的激增會導致大量的Qrr損耗。這種效應通常不會發生在升壓型轉換器中，因為開關節點在死時內不會下降。 LMG1210具備與自舉二極體串聯的開關，在低側FET導通後導通幾奈秒(Nanosecond)，並在低端 FET關閉之前關閉幾奈秒。這意味著自舉二極體在週期的死時內斷開，進而消除死時內通過自舉二極體的突波電流並減少相關的Qrr損耗。 因此，Qrr損耗現在與平均自舉二極體電流成正比，而不是突波電流；該自舉開關還可以消除自舉電壓電容器過充電現象。 圖2為具備開關節點電壓和自舉二極體電流的LMG1205的電晶體級模擬，包含兩種模擬情況：一種是LMG1205正常情況，其中自舉二極體存在於死時(以①顯示)，另一種情況是LMG1210(以②顯示)，模擬二極體在死時開始之前切換出來。如果自舉二極體沒有開關，則在死時內電流會激增至1.2A，反向恢復電流較大。 圖2　開關節點電壓(上方)和自舉電流(下方)。①是LMG1205型，在二極體反轉之前顯示電流激增；②是LMG1210型，其中引導程序在死時之前關閉。 在此模擬中，Qrr每個週期為8nC，取自高壓匯流排電源。對於在1MHz運作的48V匯流排轉換器，這是額外384mW的損耗。此一損耗、頻率和匯流排電壓成線性比例關係。此外，電流和相關Qrr的突波電流會引起開關節點振鈴(Switch-node Ring)增加。 為了在工作台上測量上述影響，配置了一塊帶有EPC EPC8010 FET的LMG1210電路板作為降壓轉換器，採用12V至6V的5MHz開關頻率，並測試了兩個自舉二極體：一個300V的P型N型(PN)接面二極體(Diodes Inc BAV3004W-7-F)和150V肖特基二極體(Diodes Inc.的BAT46W-7-F)。使用1.5A負載和5ns死時，並測量了兩種配置的功耗。一種配置自舉開關正常工作，另一種自舉開關短路，並模擬LMG1205的性能，表2列出了結果。 肖特基和PN接面二極體之間的損耗差異可能是因使用肖特基二極體(由於較低的肖特基正向壓降)和Qrr降低而導致自舉電壓增加所引起。由此可知，PN接面二極體在死時之前關閉自舉二極體帶來的益處最大，因為它受Qrr損耗的影響最大。它並未符合先前的模擬，因其具備不同二極體特性與工作條件。 LMG1205具備一個內部PN接面二極體，因此毋需旁路內部自舉電壓鉗位即可使用外部肖特基來提高性能。帶有自舉開關的LMG1210可使用較便宜的PN接面二極體和較低的電容，且仍可實現良好的Qrr損耗，或者使用肖特基二極體進一步降低損耗。 QOSS效應 半橋驅動器具備從高側驅動極到低側接地的固定電容。LMG1210具備進階的架構，可降低此電容。此外，所有驅動器都具備自舉二極體的電容。LMG1205的二極體在內部，同時作為驅動器QOSS的一部分進行測量，但LMG1210的二極體在外部。 圖3為LMG1205和新型LMG1210的隔離電容，顯示兩代驅動器之間的巨大差異。然而，LMG1210需一個外部自舉二極體，這將增加其總量。QOSS會導致額外損耗，這將在下一節中介紹。 圖3　高側到低側電容與電壓的關係 QOSS充電/放電損耗 在硬開關(Hard-switched)轉換器中，輸出電量在每次導通轉換時都會消耗在場效應電晶體中。這種損耗與QOSS、匯流排電壓和開關頻率成正比。GaN場效應電晶體的QOSS比矽低得多，進而減少每週期的輸出電量損耗，因此可實現更高的頻率。 總QOSS是FET的QOSS、驅動器、自舉二極體和電路板寄生電容的總和。由於採用矽技術，QOSS損耗主要由矽FET控制，因此幾乎不需要注意閘極驅動器的作用。當使用小型GaN FET(如EPC EPC8000系列、小於1nC的QOSS)時，閘極驅動器可能會構成損耗中的很大一部分。表3是兩個驅動器的0V~48V的QOSS，並簡單地將0V~48V整合至圖3中。 請注意，為了與LMG1205性能匹敵，可以考慮將外部自舉二極體的輸出電量增加到LMG1210。推薦的低電容二極體可能會使LMG1210的總電容增加250~800pC或更多，接面二極體通常位於低端，而肖特基二極體位於較高端。 在特定的應用中，請嘗試評估結合的驅動器和自舉QOSS與FET QOSS的比例，並盡量保持這個比例越小越好，以最大限度利用GaN的優勢。 綜上所述，許多設計人員通常會忽略上百赫茲應用的損耗機制，但對於以幾兆赫茲運作GaN的新應用來說卻變得非常重要。新一代閘極驅動器可解決這些損耗機制，並使這項新技術蓬勃發展，為使用GaN FET的未來應用帶來更多發展空間。 (本文作者為德州儀器GaN產品混合訊號IC設計工程師)

隨著全球能源結構朝向低碳能源和節能運輸轉移，節能汽車產業亦正面臨著挑戰。如今，整個電動汽車(EV)市場的成長率已經超過傳統內燃機(ICE)汽車市場成長率10倍。 預計到2040年時，電動汽車市場將擁有35%的新車銷量占有率，對於一個開始大量生產不到10年的市場而言，如此的新車銷售市占是引人注目的。 隨著整個汽車產業從基於機械之系統朝向數位統轉變，與電池、電子系統及系統元件創新相結合的經濟規模，對電動汽車的成長發揮了相當重要的作用。電動汽車製造商和設計人員青睞於數位設計，而市調機構Canaccord Genuity預計，到2025年時，電動汽車解決方案中每台汽車的半導體構成部分將增加50%或更多。 本文將探討氮化鎵(GaN)電子元件以及一部分碳化矽(SiC)，在不增加汽車成本的條件下如何提高電動汽車的功率輸出和效能。 增加功率為電動車首要任務 電動汽車類別通常包括純電動車(BEV)和插電式混合動力汽車(PHEV)，也可以包括混合動力汽車(HEV)。儘管該類汽車更依賴內燃機而非電動推進系統，考慮到開發混合動力汽車所需的電子元件數量，本文將混合動力汽車界定為電動汽車的範圍。 電動汽車產業鼓勵創新電氣系統的設計和開發，以取代以往的機械系統，例如： ．空調機組：向無刷直流或三相交流電機驅動壓縮機轉移。 ．真空或氣動控制：向電子控制模組(ECM)轉移。 ．線控驅動(DbW)系統：向高功率機電執行器轉移。 ．停車制動器：向電動卡鉗轉移。 ．驅動輪系統：向端到端電氣化轉移。 邏輯上，這些系統需要電子零件，包括眾多半導體元件。有鑑於先進的電池管理技術，還將有更多的半導體介面不斷湧現。上述系統通常依靠由12V電池供電的電路中的中低壓矽(Si)MOSFET(≤150V)。目前業界正透過更高電壓電池(24V和/或48V)來替代12V電池，以適應更高的電力需求，而不增加電線線徑及布線成本；此替換過程同時也減少了銅線的重量，提高了驅動效率。 到目前為止，驅動輪電氣化還要求汽車擁有第二個250V~450V高壓(HV)電池以及配套電子設備，原因在於預計未來電池電壓將升高，這將需要更新更先進電子設備。 突破成本效益有助電動車普及 相較於傳統內燃機汽車，這一點更為明顯。對於電動汽車而言，每一點重量都很重要。太重會降低產品使用壽命和消費者體驗品質，而且與任何產品一樣，成本控制(理想情況下/降低成本)仍然是重點所在。即使設計中增加了新功能，整體系統成本也必須順應市場對價格的壓力。 所有這些新系統的推出，大幅增加了半導體和其他電子產品的數量以及所需的電池功率，理論上，這意味著更多的重量和更高的成本。一般而言，隨著匯流排電壓的增加，矽電晶體開關的成本會更高，這與汽車電氣化的要求是相對的。此外，一些新的車載系統的性能需要超多數量的矽元件，進而增加了系統規模、重量和成本。 實質上，新型電動汽車系統難以支援HV Si MOSFETs、IGBTs和Superjunction等現有半導體技術。相反的，該產業正在轉向功能強大的寬能隙(WBG)技術，包括SiC和矽基氮化鎵(GaN-on-Si)，這兩種突破性技術都在電動汽車市場中占有一席之地(表1)。 與Si IGBT相比，SiC提供更高的阻斷電壓、更高的工作溫度(SiC-on-SiC)和更高的開關速度。這些功能對於牽引逆變器來說是最佳的，因為它們需要間歇性地將大量能量傳輸回電池。與此同時，矽基氮化鎵開關為從低kW到10kW寬範圍的供電系統帶來益處，即交流到直流板載充電器(OBC)、直流到直流輔助功率模組(APM)、加熱和冷卻單元等。 氮化鎵的魅力在於其擁有超越矽的幾個屬性。氮化鎵提供更低的開關損耗；更快的速度，類似RF的開關速度；增加的功率密度及更好的熱預算。此外對電動汽車尤為重要的是，可降低整個系統規模、重量和成本。 氮化鎵還能夠讓工程師利用這些屬性建構系統，像是無橋式圖騰柱(Totem-pole)功率因數校正(PFC)。隨著圖騰柱PFC系統功率需求的增加，氮化鎵的益處也隨之增加(圖1)。總而言之，氮化鎵提供更低的開關損耗、更快的開關速度、更高的功率密度、更佳的熱預算，進而提高電動汽車的功率輸出和效能，且降低了重量和成本。 圖1　傳統升壓CCM PFC對比採用GaN的無橋式圖騰柱PFC 汽車電氣化須保證品質 汽車產業朝向汽車電氣化的轉變，不僅改變了所用技術的類型，而且對汽車供應商進行了重新定義。傳統的一級供應商從製造機械系統開始，而不是從電氣系統開始，雖然這些傳統公司已經開始針對需求開發電氣系統，但是人們對更智慧、更具創新性的電氣化的需求卻為非傳統供應商帶來了機會。 車載電力轉換系統最簡單的形式為基本的交流到直流、直流到交流以及直流到直流轉換器。這些轉換器廣泛應用於當今眾多市場和應用中，包括電源、電信和非機載電池充電器。 將這些系統提供給汽車行業對交換式電源(SMPS)原始設計製造商(ODM)來說，是一項簡單且合乎邏輯的市場拓展，這些製造商也很渴望填補汽車市場不斷擴大的需求缺口。事實上，鑑於先進的電氣系統(特別是使用氮化鎵的電氣系統)需要花費數十年來開發大量專業技術，這種新的採購理念是大勢所趨。 汽車業受到高度監管，通常須要採購可查來源元件才能達到最佳的品質和可靠性，以此證明其性能滿足汽車電子委員會(AEC)產業標準。SMPS ODM需要置身於滿足這些標準的先進半導體元件和主動元件的供應商網路中。 對於氮化鎵來說，在更關鍵的電子子系統之一，符合AEC標準的元件已經存在，即配對的電源開關元件和閘極驅動器。為此，電源供應商Transphorm便提供了一款汽車級AEC-Q101認證的GaN FET，其採用TO-247封裝，導通電阻為49mΩ。相較於矽技術，這些電晶體具備所有主要的GaN優勢：開關速度最大可提高4倍，降低電壓和電流交叉損耗；功率密度最高增加40%；以及降低了整體系統規模、重量和成本(度量取決於應用)。 雖然Transphorm的FET可與大多數現成的閘極驅動器配對，但SMPS ODM和一級供應商可以使用半導體業者如Silicon Labs的隔離式半橋閘極驅動器來構建系統，這些驅動器符合AEC-Q100標準，符合汽車半導體元件的標準品質和文件要求。高壓氮化鎵電源在電源行業有些獨特，如前所述，氮化鎵元件以射頻速度開關，比現有的電力電子開關速度快得多。有鑑於此，具備高共模瞬變抑制(CMTI)的高效閘極驅動器對優化GaN FET的性能至關重要，為此，驅動器的CMTI規格最低可為200kV/μs。 氮化鎵實現更低能源損耗 氮化鎵材料的節能特性和處理高電壓操作的性能不會導致功耗下降，進而為設計人員在將來設計電動汽車時提供了決定性優勢，這包括更低的開關損耗、更快的開關速度、更高的功率密度、更出色的熱預算，並進一步降低重量和成本。除了電動汽車市場之外，基於氮化鎵的電子產品也為進一步降低資料中心和消費類設備的功耗提供了良機。電動汽車的設計者自從市場形成以來就已經實現了前所未有的創新，隨著汽車不斷的數位化，未來將會出現更多變化。未來的電動汽車將更酷、更快、更小，為駕駛者(和自動駕駛員)帶來驚人的性能提升，同時實現更低的能源消耗。 (本文作者為作者John Wilson為Silicon Labs資深產品經理，Philip Zuk為Transphorm技術行銷資深總監)  

Wi-Fi和藍牙(Bluetooth)是消費市場上主流的網路標準，但並不能用於物聯網。Wi-Fi運作範圍很大，但功耗也很高。Bluetooth具備低功耗，但運作範圍很近。兩種解決方案都需要路由器，因而不能很容易擴散。 事實上，對於存在的物聯網網路問題已經有一個可行的解決方案，這就是我們每天都在使用的行動通訊網路。 物聯網設置環境挑戰多　蜂巢技術為最佳解 物聯網從字面上看，涵蓋了各種各樣的「物件」，從消費者市場的智慧型恆溫器和白色家電，到工業市場的壓力感測器、水表和智慧灌溉系統。但是，即便這些應用和市場各不相同，但物聯網裝置卻都有一些共同的關鍵特性。 許多物聯網裝置均由電池供電。對於可穿戴裝置或資產追蹤器等行動應用而言，電池供電是唯一的解決方案。然而，例如智慧水表、管道壓力感測器或工業自動化過程中的恆溫器，即便物聯網裝置並非四處行動，為運作方便起見，也可能選擇電池供電，因為在附近可能沒有現成的主電源。 物聯網裝置通常位於意想不到或不方便的地方。大多數消費性和企業電子裝置都處於我們的辦公桌上、家中或辦公室內，可以很方便地接到電源、Wi-Fi和手機訊號，並且容易維護。但這些對於物聯網而言都難以實現。例如，智慧停車計時器可能位於地下車庫，沒有良好的無線蜂巢訊號，附近也沒有電源。壓力感測器可能位於沙漠中的遠端管道中，資產追蹤器可能被塞入集裝箱的底部，並且幾個月都無法訪問一次。 最後，與歷史上幾乎任何其他類別的電子裝置相較，物聯網裝置的部署數量更多。物聯網應用通常在大量部署時才最為有效，而不是每個人都僅有一台電腦。無論是停車計時器、信標、灌溉感測器還是資產追蹤器，IoT部署通常都會有數十個，數百乃至數千個離散式裝置在使用。 電池供電、行動或不方便安裝以及大規模部署等這些特性，為物聯網連接提出了獨特且看似矛盾的挑戰。所使用之通訊協定必須是無線，並具備良好的覆蓋範圍/穿透力，而且功耗最低，可以延長電池續航時間並避免不必要之維護。 用於消費性和企業網路的傳統無線協定Wi-Fi具有較好的運作距離和穿透力，但本質上耗電量很高，不適用於電池供電裝置。Bluetooth雖然功耗低，但在實際環境中運作範圍有限，除最小規模物聯網部署之外，都會影響所有其他應用之有效性。因而需要另一種解決方案，蜂巢技術似乎是最佳選擇。 在某些層面，手機與物聯網裝置有許多共同之處。這些由電池供電的行動裝置連接到互聯網，充滿了大量感測器，並將我們的實體世界與雲端連接。所以，可以認為理想的IoT協定可能具有某些蜂巢特性。 蜂巢網路最突出的優勢是能夠為終端用戶提供非常容易設置和使用的通訊協定。如前所述，Wi-Fi網路需要路由器連接到網路，然後客戶端裝置需要隨後被編程以連接到Wi-Fi網路。Bluetooth網路也需要類似之步驟。 但蜂巢網路則只要求終端用戶簡單地在裝置中安裝SIM卡，然後該SIM卡便能自動配置並自動連接到可用網路。如果裝置移動到不同場所，只要有相容的網路，它就會自動切換。中間毋須配置，沒有路由器設置、沒有設置密碼，最終用戶需要調適的連接問題非常少，因而極其簡單。 對於物聯網應用，這種易於使用的網路足以改變遊戲規則。蜂巢技術毋須聘請網路專家計畫需要多少路由器來支援一定數量的裝置，並配置路由器，然後配置終端裝置，蜂巢網路之「即插即用」特性允許最終用戶自由新增物聯網連接，而毋須網路部門的參與。 蜂巢連接也具有很大的可擴展性。隨著更多裝置添加到網路中，毋須購買和配置額外的路由器。只要有網路覆蓋，擴展只須新增更多裝置。 針對物聯網的蜂巢網路 儘管蜂巢技術有其好處，但我們在智慧型手機中熟悉的蜂巢連接並不適合大多數物聯網應用。任何為智慧型手機購買過行動電源的人都知道，LTE連接可能會快速耗盡電池。 為了解決這些問題，負責維護和推動LTE的標準組織3GPP已經推出了LTE Cat 1和LTE-M，這些新的LTE類別能夠透過降低頻寬和協定的複雜性來抑制功耗。此外，它們還可以提高訊號之穿透力，並降低模組成本，同時保留許多易於使用的特性，而使這些蜂巢連接非常適合物聯網市場。 LTE Cat 1是一種簡化的蜂巢協定，它將峰值速率降至下行鏈路10Mbps，上行鏈路5Mbps。例如，Digi的XBee LTE Cat 1模組(圖1)在深度睡眠模式下功耗只有10μA，而在運作模式(取決於具體的操作條件)下功耗則有幾百mA。 圖1　XBee應用示例 圖片來源：Digi 因此，其功耗保持在可控範圍之內。協定之複雜性降低也意味著無線電的成本較低。LTE Cat. 1具備足夠的頻寬來支援視訊或語音數據，但功耗和硬體成本要遠低於更高級別的LTE，其相關應用包括數位標牌、自動取款機、視訊監控和車載遠端資訊處理等等。 LTE-M也被稱為LTE Cat. M1，這是一個更低頻寬的協定，同時進一步降低了功耗、協定複雜性和成本。LTE-M運作在1.4MHz通道頻寬下，峰值下載和上傳速率為全雙工(Full Duplex)1Mbps或半雙工375kbps。更低的速率、更低的協定複雜性和更多的省電模式幫助LTE-M實現較LTE Cat. 1更低的功耗。例如，來自u-blox的SARA-R4僅僅需要100mA來實現LTE通訊，這將使電池續航時間長達10年。 除了延長電池續航時間外，LTE-M還提供更大的覆蓋範圍，相較於傳統LTE裝置，增益可高達21dB。在建築物內部、地下室或傳統蜂巢訊號變弱的其他場所，這意味著更遠的運作範圍以及更好的室內穿透力。LTE-M之相關應用包括資產跟蹤器、可穿戴裝置、感測器、水電表和監控系統等。基於現有的LTE協定，LTE Cat 1和LTE-M之優勢在於是在授權頻段中運作，並易於網路營運商部署。LTE Cat 1和LTE-M網路已經在北美大部分地區投入使用，並越來越多地在歐洲部署。 隨著物聯網發展，也需要有合適的基礎設施以充分發揮其潛力。雖然Wi-Fi和Bluetooth等傳統無線協定已經為我們所熟知，但它們在物聯網實施所期望之規模上並不盡人意。3GPP發布的最新版本LTE標準，已經導入了專門針對物聯網應用的新類別蜂巢標準，透過調整頻寬來適應物聯網的需求。這些新類別的LTE標準可實現非常低的功耗和強大的訊號穿透能力，電池續航時間可能在幾年上下，裝置也將具有長距離的連接和蜂巢通訊固有之行動性。最重要的是，基於LTE的物聯網連接提供了簡便的設置和可擴展性。由於不再需要路由器或網路配置，使物聯網裝置的部署要簡單許多。 (本文作者任職於貿澤電子)

圖1　汽車雷達模擬測試 雷達量測有訣竅 安裝於車輛前方的前向雷達，主要是用於偵測與前方車輛的相對距離及相對速度，以利駕駛控制單元隨時保證適當的行駛速度，亦或執行剎車甚至緊急制動，避免交通事故發生。距離及速度偵測結果的精準度是重要的雷達特性之一，而偵測結果的更新速度則是評判雷達之具體應用的一項指標。從產品研發角度來看，首先需要確定雷達是否能夠偵測到前方位於某一特定距離的物體，即障礙物。這是量測雷達接收機的靈敏度。在靈敏度滿足設計要求的條件下，需要確定雷達所偵測，與前方相對靜止的障礙物之間的距離，其精準度是否符合設計要求。鑒於目前對於雷達測距的要求，通常在一個有100多公尺長度的相對空曠場地便可以進行實際量測。不過，相對距離的量測只是第一步，而且是相對容易的一步，困難的是如何量測相對速度。 在簡易實驗室環境下，可以利用擾動產生都卜勒頻率變化，而模擬相對速度。但是，這種方法只適用於定性判斷，也就是判斷雷達是否能夠偵測到都卜勒頻率變化。 另外一種方法是路測，亦即將雷達安裝在實驗車預先設計的位置上，然後，開車到特定的路段進行量測。這裡有幾個問題需要事先詳細考慮。 第一，如果是一般路段，由於沒有車輛行駛限制，無法對路況進行設定，以致於在測試過程中常常會出現意想不到的情況。不僅如此，實驗車與其他車輛之間的相對速度需要進行估算。當然，利用第二輛實驗車，並且以固定的速度行駛，似乎可以解決須要估算相對速度的問題。不過，在一般路段上能夠允許在相對較長的時間內都是以固定速度行駛，而且不會受到其他車輛妨礙，是非常不容易的；而這樣的測試條件也很難重複實現。 第二，雖然有些實驗室或駕校提供沒有其他車輛妨礙的場地，但租金通常都不低。就算場地租金的高低不是問題，藉由雷達偵測到的相對速度之精準度將完全依賴於實驗車行駛速度的讀取。當然，這樣的測試條件很難在產品整個研發階段都得到滿足，而一般會在產品正式量產前進行有限次數的實景測試，以驗證在實驗室環境下量測結果的可信度。 由此可見，實驗室測試過程是必不可少的。接下來的問題是，實驗室測試環境應該是甚麼樣的？ 首先，量測儀器要能夠將至少上百米相對距離的需求縮小到幾米的空間內，利用延遲線的方法可以十分精準地滿足這一要求。不過，由於延遲線通常都是長度固定的，儘管通過組合的方式可以提高長度變化的範圍，顯然這種方法的局限性在於無法任意改變相對距離。不僅如此，使用延遲線也很難達到實現相對速度變化的需求。當然，延遲線的方法是可以利用在產線量測的，因為在產線上出貨率是關鍵，要儘量減少不必要的量測參數，通常只會對於單一固定的相對距離之精確度進行核准。 為了能夠有效地實現動態量測的需求，數位訊號處理的方法應運而生。從原理上來說，時間上的滯後可以等效為空間上的距離，都卜勒頻率變化量可以等效為徑向速度。如果加上波束成形技術，更可以實現於空間不同方向之雷達目標模擬。誠然，鑒於數位訊號處理方法有賴於計算能力，因此，最短的計算時間就決定了這種方法所能模擬的最小等效距離，亦即雷達目標之相對距離。儘管有這一等效距離上的局限性，數位訊號處理方法仍然不失為一種多功能的量測手段，特別是在實驗室環境下，利用先進的訊號處理功能來實現各種極具挑戰性的真實場景模擬。 例如，藉由硬體迴路模擬技術將非常複雜的道路實景數位訊號化，而在計算機上進一步更全面綜合地完成雷達偵測能力的最優化。不僅如此，通過改變雷達散射截面以模擬行人之雷達回波特性，進而將雷達功能拓展至更加嚴苛的應用環境中。特別是在城區內的繁華街道上，除了必須偵測前後左右各個方向的車輛之外，當各種行人隨意走動時，如何實現人群活動偵測的準確性與可靠性，將直接涉及到雷達的適用性這一重要議題。 通常來說，不同應用的雷達有著不同的可視範圍及可視縱深。一般的前向雷達具有相對較大的可視縱深以及相對較小的可視範圍。在未來的車輛上，除了前向雷達，還需要在其他方位上安裝至少七顆雷達，以保證在水平方向上不存在盲區。 由此可見，雷達目標模擬技術必須能夠滿足未來雷達偵測技術的多元需求，不僅要有足夠的動態範圍，還要有高度的靈活性，更要有良好的可擴展性。 非金屬材質雷達天線罩降低干擾 做為一個電子產品，車用雷達都會有防塵防水的結構。以車用前向雷達為例，其安裝位置主要是在保險桿上(如小型轎車)，或是於前方直接與廠家商標徽章合為一體(如大型客車，卡車)。無論哪一個安裝位置，都會涉及到如何選擇適當材料的問題。如果是在保險桿上，為了美觀還要考慮外部塗漆的材質，因為有些漆料含有細微的金屬顆粒或晶體，任何金屬成分都會對雷達訊號產生一定的影響，這是無庸置疑的。那麼，以非金屬材質的車標作為天線罩就不會對雷達訊號產生影響嗎？ 雷達訊號是一種電磁波。電磁學理論告訴我們，電磁波在任何兩種不同物質的交界面上都會產生反射現象。而反射波的強弱由電磁波的頻率以及這兩種物質的特性所決定。 此外，電磁波在一種材質中的穿透或傳播能力也是由頻率及物質特性所決定的。除了對於車用雷達本身的保護作用之外，雷達天線罩的最主要功能就是最大限度地降低有效電磁波能量的反射，同時，最大限度地提高有效電磁波能量的穿透。 更進一步地，未來的雷達除了需要偵測有無障礙物之外，還必須能夠判斷障礙物所在的空間方位。而空間方位之判斷正可謂「差之毫釐，謬以千里」。 具體來說，對於百公尺之外的障礙物的空間方位角度之判斷誤差為一度，將導致空間方位之判斷平移幾乎兩公尺。其可能的結果是，實際上不應該採取超車，而誤判進行加速超車，造成重大交通事故。 通常雷達天線罩會由不止一種材質組成。加上周圍的空氣，至少構成了兩種不同物質的交界面。車用雷達的工作頻率是不能任意改變的。因此，必須設法找到產生相對較弱的反射波的非金屬材質來製作雷達天線罩。 一種簡單的方法是利用一個已知的雷達產品偵測一個或多個位於某一或若干特定距離與空間角度的物體(通常是標準的角形反射器)，記錄偵測結果並作為參考數值。然後，將所有待測的被選天線罩依次擺放於雷達前方的設計位置上，分別記錄偵測到的相對距離與空間角度結果，並與參考數值進行比較。最後，藉由經驗值篩選出適合的材質。這種方法的特點是直觀，然而卻非常費時。 目前較為先進的方法是藉由射頻成像技術全面完整地分析雷達天線罩材質的射頻特性。這種方法可以僅用數秒時間對於在雷達工作頻率範圍內材質的一致性進行量測，這一特點對於雷達天線罩的設計極其重要。它不僅解決了耗時的問題，而且其量測結果達到毫米級的精度，而有助於分析產生上述的空間方位判斷平移之原因。更有意義的是，這種方法能夠快速檢測材質的反射及穿透特性，因此非常適合於產線上使用。 車用雷達技術方興未艾。高階的自動駕駛控制更是離不開具有全天候特性的雷達技術的不斷發展與完善。上述的車用雷達之射頻量測技術已經為實現車用雷達最佳化設計以及自動化生產奠定了關鍵的基石。 (本文作者為台灣羅德史瓦茲應用工程部經理)

動力鋰電池及材料整體技術路線將遵循高能量密度、高功率、長壽命和高安全方向發展。三元/二元正極由於能量密度高適合用於乘用車，而鋰鐵正極由於高安全性適合用於商用車。三元動力電池(方形VDA)能量密度目前已達220Wh/kg以上，循環壽命超過1,500次。規劃2020年能量密度目標300Wh/kg，2025年350Wh/kg，2030年達到500Wh/Kg。而在電巴、物流等應用之商用車鋰鐵電池能量密度目前為150Wh/kg，2020年目標160Wh/kg，而壽命要達到8年循環壽命6,000次以上。快速充電LTO電池能量密度目前為70Wh/kg，循環壽命10,000次以上；2020年能量密度目標120Wh/kg。 依一般構想，電動汽車在白天行駛，晚上可慢速充電五小時，如此也充分利用了晚上的低廉電價。但在實際生活中，受傳統習慣、生活節奏、物業管理等因素，用戶本身更願意接受快速充電。在同一個電池中，能量密度與快速充電可以說是不可兼得的兩個性能。而目前看來電池追求高能量密度是主流。當能量密度足夠高，一台車裝載的電量夠大，足以避免所謂「里程焦慮」，電池快速充電性能的需求就會降低；但電動車在「里程焦慮」無法突破的現階段，快充是一個可以發展的方向。另一方面，即使電池之電量提升至足以克服里程焦慮，但如果考慮電池成本，那麼購買較小電量並具快充性能的電池，也是不錯的選擇。 電解液護電池穩定與安全 鋰電池依「搖椅型(Rocking Chair)」的原理運作(圖1)，亦即帶電鋰離子在正負極之間運動，實現電荷轉移，給外部電路供電或者從外部電源充電。充電過程中，外電壓載入在電池的兩極，鋰離子從正極材料中脫出，進入電解液中，同時產生多餘電子通過正極集流體，經外部電路向負極運動；而鋰離子在電解液中從正極朝向負極運動，穿過隔膜到達負極；並經過負極表面的SEI(Solid Electrolyte Interphase)膜嵌入到負極石墨層狀結構中，並與電子結合。在整個離子和電子的運行過程中，對電荷轉移產生影響的電池結構，無論電化學的還是物理的，都將對快速充電性能產生影響。 圖1　鋰二次電池充放電機制示意圖 快速充電的原理主要是確保鋰離子快速從正極脫出，再快速嵌入負極。除正負極材料之外，電解液對於快充鋰離子電池的性能影響也很大，尤其電池在快充大電流下容易升溫，電解液要保證電池穩定和安全性，此時電解液要滿足以下幾個特性：不能分解；導電率要高；對正負極材料是惰性的，不能反應或溶解。如果要達到這幾個要求，關鍵要用到添加劑和功能電解質。比如三元快充電池的安全性受電解液影響很大，必須在電解液中加入各種抗高溫類、阻燃類、防過充電類的添加劑保護，才能一定程度上提高電池安全性。對於電池來說，如果要提升快充性能，需要在電池整體的各個環節中都下功夫，包括正負極、電解液、隔離膜和結構設計等。以下從正負極材料角度來探討。 快充正極製造材料各有挑戰 實際上，各種正極材料幾乎都可以用來製造快充型電池，主要需要的性能包括電導、鋰離子擴散、壽命、安全、適當的加工(均漿、塗布、滾壓及裁切製程)性能。當然，不同正極材料要解決的問題也有所差異。 舉例而言，磷酸鐵鋰側重於解決電導、低溫方面的問題；而顆粒表面進行碳包覆，顆粒適度奈米化，顆粒表面改質而形成離子導體都是最為典型的策略。三元/二元材料本身電導已經比較好，但是其反應活性太高，因此三元/二元材料更多在注重安全性和抑制與電解液的副反應的技術，例如表面進行奈米改質或是摻雜金屬元素；畢竟目前三元/二元材料的一大罩門就在於安全，而近來的電池安全事故頻頻發生，也對安全方面提出了更高的要求。目前研究結果顯示乘用電動車三元大型方形電池之能量密度提升至200Wh/kg以上時，電池不易通過穿刺、過充等安全規範，安全性變成一大問題。 除了可使用電解液安全添加劑，使電池在不正常升溫初期，阻斷導電通路，避免熱暴走之外，目前已有幾家電池廠採用三元混摻15~30%磷酸錳鐵鋰LMFP(圖2)技術，可以在本質上降低正極材料和電解液之反應熱(圖3)與反應性，有效提升三元電池安全性。 圖2　泓辰公司磷酸錳鐵鋰(LMFP)正極材料之充放電圖 圖3　三元混摻15~30wt.%磷酸錳鐵鋰可以在本質上降低正極材料和電解液之反應熱。 負極是快充鋰電池關鍵 鋰離子電池充電的時候，鋰離子向負極遷移。而快充大電流帶來的過高電位會導致負極電位更負，此時負極迅速接納鋰離子的壓力變高，生成鋰金屬樹枝狀結晶(Dendrite)的傾向會變大，一旦鋰枝狀結晶成長而穿過隔離膜，就會碰觸正極而造成短路，引發燃燒爆炸危險。因此快充時負極不僅要滿足鋰擴散的動力學要求，更要解決鋰枝晶生成傾向加劇帶來的安全性問題，所以快充電池實際上主要的技術困難點為鋰離子在負極的嵌入。 1.碳材 目前市場上占有率最大(90%左右)的負極材料是克電容量約360mAh/g之石墨，根本原因是便宜，以及石墨的加工性能與能量密度方面都比較優秀，缺點相對較少。石墨負極在電池化成時，表面會和電解液反應而形成一層SEI膜，它會增加電阻抗。在電流增大時，SEI會有一定程度的破裂，促使電極材料和電解液再反應，並進一步增加電阻抗。阻抗增高使得電池溫度升高，同時會伴隨著一些副反應，如電解液分解、電極上產生沉積物等，都會造成電池容量逐漸衰退。一般而言，負極決定鋰電池之壽命。由於石墨負極表面對於電解液較為敏感，因此石墨表面必須進行改質，提高其結構穩定性。此外，由於鋰離子(充電)嵌入石墨之速率較(放電)遷出的石墨低很多，所以必須促進鋰離子嵌入石墨內的擴散速率，才能有效提升石墨充電速率。 硬碳和軟碳類材料近年來也有不少發展。此類材料克電容量約230~270mAh/g，嵌鋰電位較石墨稍高，材料為非晶質(Amorphous)結構，且粉體中有微孔，因此反應動力學性能良好；但是材料首次充放電效率(80%)偏低，且成本較高，因此目前用量遠不及石墨。傳統石墨負極材料的大電流充放電能力可藉由顆粒細化、表面披覆非晶質碳軟碳(Soft Carbon, SC)(圖4)及混摻軟碳(圖5)來改進，突破了石墨不能快速充電的技術瓶頸。此外，目前市面上有所謂的石墨烯鋰電池，它是在電池中加一些可以提高電池快速充放性能的石墨烯。石墨烯是一種僅由7層以內碳原子構成的薄片。1毫米厚的石墨片大約包含300萬層石墨烯，這種網狀的二維晶體材料具有極好的導電性與導熱性。 圖4　傳統石墨負極材料藉由顆粒細化及表面披覆非晶質碳來改進快速充電性能。 圖5　傳統石墨負極材料藉混摻軟碳來改進快速充電性能 2.矽(Si)及矽氧(SiO) 矽或矽氧之電容量是石墨的5倍以上。其與碳之複合負極材料是下世代高能量電池重要的發展方向，Tesla電動車內松下的新型18650圓筒形電池已經開始應用此類材料。矽的快充性能差，它在充放電過程中，會和鋰隨電壓變化而形成不同的相，必須將顆粒奈米化以增加與鋰離子的反應速率及覆碳以增加導電性。如何在奈米化追求性能與電池加工性的要求方面達到一個平衡，是一極具挑戰性的工作。 3.鈦酸鋰(Li4Ti5O12) 快速充電性能最佳的負極材料是鈦酸鋰Li4Ti5O12。鈦酸鋰的優點為高功率、高安全性及長壽命；主因是尖晶石(Spinel)結構之鈦酸鋰材料晶體結構穩定，充放電所導致的體積變化率極小(不到0.2%)，因此循環壽命極優(>20000 Cycles)；此外，Li4Ti5O12電位為1.5V(vs.Li)，不會和電解液反應形成SEI，電池內阻抗不會上升。但其缺點為能量密度低。因此鈦酸鋰電池對於續航里程要求較高的場合並不太適用。 鈦酸鋰是尖晶石(Spinel)晶體(圖6)，含有八面體和四面體位置的一種立方體結構，這樣的組合形成了尖晶石狀的骨架結構。每個單位晶格總共包含56個原子，其中有24個陽離子和32個陰離子。其化學式為AB2X4，其中A陽離子和B陽離子分別位於8a四面體和16d八面體的位置。X陰離子(氧)位於立方體中最密堆積32e的位置；另外，16d八面體和8a四面體共邊；8a四面體也和16c八面體共面。為更清楚表達鈦酸鋰結構，可將方程式寫為LiO4，即Li位於8a四面體位置，另外1/3的Li和全部的Ti位於16d八面體位置，O則位於32e位置。鈦酸鋰在充放電過程中會發生Li4Ti5O12+3Li++e-<=>Li7Ti5O12的相變化反應。其放電機制如下(Core-Shell Model，如圖7)：活性物質表面發生還原反應(Ti4+→Ti3+)並由Spinel結構的Li4Ti5O12相變化為Rock-Salt結構的Li7Ti5O12，也就是呈現外殼Rock-Salt而核心為Spinel，此時的放電因兩相共存而為1.55V平台。隨著放電時間增加，外殼增厚核心變小，最後完全相變化成為單一Li7Ti5O12相的顆粒後，電位開始下降，從1.55V降至約0.7V。 圖6　鈦酸鋰尖晶石結構圖 圖7　鈦酸鋰充放電機制(Core-Shell Model)圖 Li4Ti5O12和Li6.5Ti5O12之晶格常數分別是8.358和8.356A，也就是說鋰離子進出時，其骨架結構幾乎不發生變化，因而具有良好的循環性能。 鈦酸鋰負極材料電容量為165mAh/g，而在10C(6分鐘)及20C(3分鐘)快充電容量為160mAh/g及145mAh/g，如圖8。粉體的一次粒徑~100奈米/二次粒徑~15μm(圖9)；比表面積<8g/cm3，振實及壓實密度分別達1.2及2g/cm3以上。 圖8　鈦酸鋰(台灣中油公司)充放電圖 圖9　鈦酸鋰負極粉體材料(台灣中油公司) 鈦酸鋰電池的技術挑戰之一是高溫脹氣，主要原因是鈦離子在充放電過程中其價數於+4與+3之間變化，此氧化還原反應催化分解電解液而生成氣體，必須靠鈦酸鋰粉體表面鍍層或高溫功能型電解液改善。 4.鈦鈮氧化物(TiNb2O7, TNO) 鈦鈮氧化物具單斜晶結構(圖10)，密度4.3g/cm3，充/放電體積變化率~7.22%，平均工作電位~1.6V，電容量達270 mAh/g以上(圖11)，較鈦酸鋰高60%以上，且同樣具快充、長壽命性質，可望成為下世代快充負極材料。 圖10　鈦鈮氧化物單斜晶結構 圖11　工研院開發鈦鈮氧化物負極材料之充放電圖 動力鋰電池發展鈦酸鋰為要角 應用石墨負極顆粒細化、表面披覆非晶質碳軟碳(Soft Carbon, SC)及混摻軟碳技術，鐵鋰電池可進行5C充電，過程用時7分12秒，完成20%至80%的充電，而20%到100%充電，耗時13分8秒。在保持磷酸鐵鋰高能量密度、高安全性、長壽命等優點基礎上，達成5C倍率快速充電。能量密度方面，5C速能型產品在70Wh/kg以上，3C高能型產品在115Wh/kg以上。而在三元體系的快充電池方面，目前已達成15分鐘從5%充電到85%電容量，能量密度190Wh/kg，循環壽命超過2,500次。 鈦酸鋰可搭配不同正極材料，如LiCoO2、LMn2O4、LiFePO4、LiMn1-xFexPO4、LiNi0.5Mn1.5O4、NMC三元等正極材料，工作電壓範圍從2V至3.2V如圖12。鈦酸鋰電池目前搭配一般正極例如錳酸鋰或三元，能量密度在60~70Wh/kg; 遠低於一般動力鋰電池的120~180Wh/kg。主要原因為負極LTO電壓高(1.5V)，造成電池電壓低。因此，必須搭配高電壓(5V)正極才能將電池電壓及能量密度提升。 圖12　鈦酸鋰搭配不同正極(Tsutomu Ohzuku, IMLB 2006) 鈦酸鋰電池具五分鐘以內快速充電能力及超過20年20,000次循環壽命，非常適合應用於風力、太陽能發電之大型儲電系統，以及汽車怠速啟停(Idling Start & Stop, ISS)系統方面。近三、四年來因應節能減碳的需求，汽車廠商發展應用於微混合動力汽車的怠速啟停系統，可提升燃油效率4~15%，由於成本低，市場成長快速。鋰電池因具備較佳的瞬充效率及淺充放循環壽命，已導入怠速啟停系統。微混合電動車電池模組的能量(360Wh)不大，但需要高功率放電達6KWh，-30℃低溫冷啟動達17C，快速回充達6C的能力。這對傳統以純石墨為負極材料的鋰電池是無法做到，主因是鋰離子嵌入石墨之擴散速率低，負極板在電池快速充電會容易有鋰金屬析出，造成的電池安全問題。 日本東芝公司之SCiB錳酸鋰(LiMn2O4, LMO)-鈦酸鋰電池(LMO/LTO)，其電池能量密度為68Wh/kg，目前已被用在多家車廠之ISS系統。Denso所製造的「ene-CHARGE」啟停系統(圖13)，亦採用東芝製造之3Ah SCiB鈦酸鋰電池製作12V啟停電池模組，目前每年出貨超過50萬套。 圖13　日本鈴木旅行車採用由東芝SCiB LTO電池所組成之Denso...