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CAN網路設計有撇步(下) ACK確保CAN訊息正常發送

CAN匯流排調試過程中出現封包發送失敗,很多工程師都對此只知其一不知其二,今天我們就CAN封包發送失敗的問題來做一次探討。在瞭解CAN封包為什麼會發送失敗之前,我們先看看一條正確的CAN封包到底應該是怎麼樣的,表1是一個正常標準資料幀的封包組成。 ACK為CAN通訊關鍵要素 CAN匯流排是一種基於廣播的通訊方式,為了保證匯流排上的每一個正常節點都能正確的接收到封包,封包的發送者要求每一個接收節點在封包發送結束前要作出應答,這也是封包裡ACK存在的原因。 一幀CAN封包中ACK段長度為2個位,包含應答間隙(ACK Slot)和應答界定符(ACK Delimter)。在應答場裡,發送站發送兩個隱性位。當接收器正確地接收到有效的封包,接收器就會在應答間隙(ACK Slot)期間(發送ACK訊號)向發送器發送一「顯性」的位以示應答。 .應答間隙: 所有接收到匹配CRC序列(CRC SEQUENCE)的站會在應答間隙期間用一顯性的位寫入發送器的隱性位來作出回答。 .應答界定符: ACK界定符是ACK場的第二個位,並且是一個必須為隱性的位。因此,應答間隙(ACK Slot)被兩個隱性的位所包圍,也就是CRC界定符(CRC Delimter)和ACK界定符(ACK Delimter)。  ACK出錯之原因 而如果匯流排上沒有ACK應答(即應答間隙為隱性),發送器就會發送一個錯誤標誌,並且發送錯誤計數器值加8,節點就會對封包進行自動重發。 若是自動重發依然收不到ACK,則會在發送錯誤計數器計數滿128後(即出現16幀錯誤幀),由錯誤主動轉為錯誤被動狀態,如圖1所示。 圖1 應答界定符錯誤幀 那麼,導致ACK段出錯的原因有哪些呢?下文總結了數個原因。 首先是匯流排上只有一個有效節點。發送封包的節點在發送出一幀封包後會檢測匯流排上應答間隙的狀態,如果檢測到應答間隙為隱性位,則表示該幀封包沒有得到ACK,發送失敗,需要重發,而由於發送錯誤計數器會在發送失敗後累加,直到該節點關閉。 所以,當匯流排上只有一個有效節點時,這個節點是發不出去資料的,因為它所發出的資料幀中的ACK Slot沒有另外一個節點來填充,將永遠是隱性位,這個節點會一直重發資料直到發送成功或發送被取消。 至於其他的原因還包括:串列傳輸速率不匹配或者節點沒有初始化,導致沒有ACK;匯流排線纜短路、斷路、接反;高速CAN匯流排上接的節點不是高速CAN,而是容錯低速CAN,導致不匹配。 當調試CAN匯流排時出現節點發送封包失敗的情況時,一定要檢查是不是以上幾點疏漏導致匯流排上ACK異常。而借助恰當的儀器,可以在查找CAN匯流排錯誤時事半功倍。圖2即採用致遠電子的CANScope來對錯誤幀進行標記,同時找到錯誤幀對應的波形來查找出錯誤情況。CANScope還可以對CAN匯流排實體層、資料連結層、應用層做一系列的測試,為CAN工程師解決測試難題。 圖2 沒有ACK的封包。 CAN封包位元解析 CAN-bus匯流排是應用最廣泛的現場匯流排之一,而很多非常熟練的CAN工程師,面對一條CAN封包到底有多少位的問題時,卻不能非常準確地回答。對此,本文就從最基本的框架格式來解惑一條CAN封包的到底有多少位。 CAN封包幀分為幾種呢?CAN-bus通訊幀共分為資料幀、遠端幀、錯誤幀、超載幀和幀間隔;而資料幀和遠端幀又有標準幀和擴展幀兩種,其框架類型以及用途如表2所示。 數據幀 資料幀從結構上看分為7段,分別為起始段、仲裁段、控制段、資料段、CRC校驗段、ACK應答段、幀結束段。 .幀起始段: 該段由單個顯性位元構成,在匯流排空閒時才允許發送,所有節點必須同步於開始發送的資料幀的起始位元。 .標準幀仲裁段: 標準幀的仲裁段由11位ID碼和一個顯性位RTR碼組成,RTR碼為遠端幀標識位元。 .擴展幀仲裁段: 擴展幀的仲裁段由29位ID碼、一位顯性的SRR碼、一位隱性的IDE碼和一位顯性的RTR碼組成。 .標準幀控制段: 標準幀的控制段由單位顯性的IDE、保留位r0和4位元資料長度代碼DLC組成,DLC資料段採用BCD編碼。 .擴展幀控制段: 擴展幀的控制段由兩個保留位r1和r0和4位的DLC資料段組成,r1和r0都為顯性填充,接收時無論保留位是顯性還是隱性都沒有影響。 .資料段: 一個資料段為8個位元組。 .CRC校驗段: CRC校驗段由15位的校驗碼和1個隱性位填充的CRC界定符組成,CRC校驗範圍為幀起始、仲裁段、控制段和資料段。 .ACK段: ACK段由ACK碼和一個隱性位ACK界定符組成,發送節點在ACK段發送兩個隱性位,接收節點在收到的封包ACK前面的框架格式沒有錯誤時,將發出ACK碼為顯性位的封包。 .幀結束段: 由7個連續的隱性位組成。 遠程幀 遠端幀框架格式跟資料幀類似,也分為標準幀跟擴展幀,但是遠端幀屬於被請求發送節點發送的封包,而資料幀是發送節點的封包,如圖3,遠端幀沒有資料幀。參照資料幀可瞭解遠端幀的結構,但是兩者之間也有不同。 圖3 標準遠程幀和擴展遠程幀的結構圖 .SRR段和RTR段: 資料幀是顯性電平,遠端幀是隱性電平。 .節點性質: 資料幀是發送節點發出的封包格式,遠端幀是被請求發送的節點發送的封包格式。 .CRC校驗範圍: 資料幀是幀起始、仲裁段、控制段和資料段,而遠程幀則是幀起始、仲裁段和控制段。 瞭解了資料幀跟遠端幀的標準封包格式後,有些使用者可能會詢問,有時看到的封包為什麼跟標準格式的位數不一樣?下文便詳細說明。 CAN-bus位元填充規則 CAN-bus屬於非同步串列通訊,這種通訊方式沒有時鐘線,所以各個收發器的時鐘不可能完全一致,時鐘不一致就會造成偏差。所以為了解決這個問題,CAN匯流排採用同步的方式來校準時鐘。 CAN-bus規定訊號的跳變沿為同步訊號,只要訊號發生變化,節點時鐘就被同步一次;CAN-bus還規定同步的最大週期為5個位。 但是問題來了,要是出現連續性的5個位甚至更長時間沒有邊沿跳變(例如資料段全為0×56),那該如何解決呢?CAN-bus對這種情況又進行了規範,如果傳輸的位元訊號連續5個位是相同的,就要插入一個電平相反的位,這個就是CAN-bus的「位元填充」規則。  0×00和0×55封包解析 由於位元填充規則的存在,所以就存在著即使兩個幀都是標準資料幀,但是發送不同ID,或者是資料段的時候封包時間會不同。 圖4為1M串列傳輸速率下ID跟資料都為0×00的標準資料幀封包,原本108個位的標準資料幀的真實封包時間為123us。 圖4 標準資料幀0×00封包 而0×55的標準資料幀封包格式則如圖5。ID為555H,資料段為55H,封包沒有出現連續的相同位,所以填充位最少,8位的資料段位時間為標準的8us,全封包時間為108us。 圖5 標準資料幀0×55封包 表3給出了標準資料幀、擴展資料幀、標準遠端幀,以及擴展遠端幀四種框架類型在發送不同ID和資料時位元時間的差別。 總而言之,通過CAN-Scope匯流排分析儀的封包接收和示波器,可以將每一幀封包跟波形做對應,快速分析匯流排上的封包時間和波形情況,實現CAN匯流排的快速故障定位和干擾排除。 (本文作者任職於致遠電子)
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提升輔助電源效率 SiC MOSFET設計居首功

每一種功率轉換系統,包括太陽光電變流器、功率驅動裝置、UPS及HVDC等產品,皆需要輔助電源提供12V或24V低電壓電源給閘極驅動器、微控制器、顯示器、感測器及風扇,以確保系統能正常運行。輔助電源則需要從一般工業裝置所使用的三相400/480V AC電源,或太陽光電變流器所使用的高電壓DC電源才能運作。本文將介紹碳化矽(SiC)技術優勢,並如何透過SiC,輕易設計且CP值高的電源解決方案。 運用SiC MOSFET 小型輔助電源效能再增 圖1是輔助電源所用的普通電路。在某些輸入電壓條件下,MOSFET的最高耐壓需要達到1300V。為了確保安全,需要一定的電壓餘量,因此一般來講至少須要使用額定電壓1500V的產品。當然也可以使用具有同樣額定擊穿電壓的Si MOSFET,但損耗將變大,因此需要昂貴且厚重的散熱器。 圖1 普通返馳式變換器方式的輔助電源電路布局 另一種是使用更複雜的電路布局結構(雙向返馳式變換器方式、低電壓元件串聯等)而不使用1500V MOSFET的做法,但這些做法不僅會增加設計難度,還會使元件數量增加。如果使用特定導通電阻僅為1500V Si-MOSFET的1/2(圖2)的1700V SiC-MOSFET,則輔助電源的設計者們將能夠使用簡單的單向返馳式變換器的電路布局結構,而實現小型化和良好的性能;而若使用有完全塑封的TO-3PFM封裝以及表面安裝型封裝(TO-268-2L)技術,並提供適用此類應用的高耐壓SiC-MOSFET,則可分別確保5mm和5.45m的爬電比距。 圖2 特定導通電阻條件下的Si和SiC MOSFET性能比較   控制IC助力  驅動SiC-MOSFET更安全/可靠  因應採用SiC-MOSFET返馳式變換器的輔助電源解決方案,已有電源供應商推出相關的控制IC,這類控制IC的設計是利用返馳式變換器安全可靠地驅動SiC-MOSFET,而且不會因閘極驅動IC而變得複雜。以羅姆半導體(ROHM)為例,該公司旗下的準諧振AC-DC轉換器控制IC--BD768xFJ,能與ROHM的1700V耐壓SiC-MOSFET相結合,並可控制所有的返馳式電路,還能夠以適當的閘極電壓驅動SiC-MOSFET,此外還可透過閘極箝位功能和超載保護功能來保護SiC-MOSFET。 上述應用於SiC-MOSFET的控制IC,採用小型SOP8-J8封裝,具備電流檢測用的外接分流電阻和過負載、輸入欠壓、輸出過電壓保護等保護功能以及緩啟動等功能;且搭載準諧振開關,以在全工作範圍內將EMI抑制在最低水平,並降低開關損耗;還安裝重載模式工作和降頻功能,圖3為採用控制IC的1700V耐壓SiC-MOSFET的輔助電源電路圖。 圖3 使用了BD768xFJ控制IC和1700V耐壓SiC-MOSFET的輔助電源電路 運用評估板檢視SiC-MOSFET輔助電源性能表現 另一方面,為了方便對使用SiC-MOSFET的簡單輔助電源的性能進行評估,電源供應商也專門研發了評估板(圖4)。評估版的作用是為了在準諧振開關AC-DC轉換器中驅動1700V的耐壓SiC MOSFET。SiC-MOSFET的開關波形如圖5所示。透過不同輸出負載的波形可以看出在接通SiC-MOSFET時諧振源-汲極電壓如何變化。採用準諧振工作,可最大限度地降低開關損耗和EMI。輕載時(Pout=5W時)的Burst工作模式結束後,轉為準諧振工作模式。透過跳過很多波谷來控制頻率。當輸出負載增加(Pout=20W時)時,波谷數量減少,頻率上升。當接近規定的最大輸出負載(在這種情況下Pout=40W)時,將只有一個波谷。此時,開關頻率達到最大值120kHz。 圖4 使用了SiC-MOSFET的輔助電源用評估板 圖5 準諧振工作時的SiC-MOSFET開關波形 另外,為了延長一次側的開關導通時間,可以稍微降低開關頻率並提高輸出功率的要求。這樣,一次側電流峰值增加,傳輸的能量也增加(Pout=40W時)。當超過最大輸出功率時,過電流保護功能工作並阻止開關動作,以防止系統過熱。 首先,評估板因有兩個工作點而以不連續導通模式(DCM)工作。然後,在最後一個工作點(40W)時正好達到臨界導通模式(BCM)。根據不同的輸入電壓,DCM和BCM在不同的輸出功率進行開關。 圖6左側是對於不同的輸入電壓,在最大40W的負載範圍輸出12V電壓時的效率。如圖6右側所示,透過測量可知SiC-MOSFET的外殼溫度保持在90℃以下,SiC-MOSFET的最大額定結溫為175℃。晶片-外殼間的熱阻遠遠低於外殼-環境間的熱阻,因此只要是接合面溫度低於上限值的外殼即可以說是安全的。這表明該評估板即使在高達40W的輸出功率條件下,毋需散熱器也可工作。另外,如果對SiC-MOSFET增加散熱器來冷卻輸出整流二極體,則可以實現更高的輸出功率。 圖6 使用了SiC-MOSFET的輔助電源單元評估 這裡提供的是各DC輸入電壓的測量值,利用400/480V的三相AC電源也可運行評估板,PCB上安裝整流所需的二極體電橋。綜上所述,準諧振工作有助於將開關損耗控制在最低並抑制EMI,電流檢測透過外接電阻進行,另外,透過使用輕載時的重載模式工作和降頻功能,還可實現節能與高效率。   SiC-MOSFET實現小型化/高效率 在需要幾十瓦的簡單且CP值高的三相輸入用單向返馳式解決方案和超過400V的DC輸入電壓條件下,Si-MOSFET並不適用,因為大電壓Si功率MOSFET的性能較低。此外,也不建議使用雙向返馳式或堆疊式MOSFET等設計複雜結構的輔助電源,因為非常費時費力,這部分的時間與精力應該用在主電源系統的設計上。 而利用1700V SiC-MOSFET和相關控制IC,不僅能夠設計三相系統用或高DC輸入電壓用的簡單輔助電源,而且還可以發揮出較好的性能。利用SiC-MOSFET的技術,設計人員可提高產品的效率、簡潔性、可靠性並實現小型化;而控制IC經過最佳化後可安全地驅動SiC-MOSFET,同時能夠減輕設計負擔,可縮短將系統產品投入市場的研發週期,是極具突破性的解決方案。 (本文作者皆任職於羅姆半導體德國分公司)
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閘極驅動器展妙用 GaN FET功率損耗再削減

由於卓越的品質因數(FOM),工業產業正廣泛地使用氮化鎵(GaN)場效應電晶體(FET)。 GaN能讓工程師設計以幾兆赫茲運作的高頻應用,並將整體功率密度提高至先前無法達到的水準。 在這個速度範圍下,除基本產品規格之外,選擇FET驅動器時仍須適當地考慮特定因素。這些隱藏的參數可能會嚴重影響高速運作加速系統的各種損耗機制的設計。 為實現高頻應用,能夠以最大限度地減少損耗非常重要,且需要對損耗進行準確分析以確定要改進的地方。在速度較慢的開關應用中,一些損耗區域通常被忽略,其中傳導損耗主導著總體FET損耗,但在頻率較高時,典範轉變(Paradigm Changes)和開關相關損耗居主導地位。此外,許多高速應用都使用小型FET,這可能會使FET驅動器中的開關損耗成為總損耗中的一大部分。為此,本文將探討上述損耗並說明FET驅動器的選擇會如何降低這些損耗,進而將設備推向更高頻率的操作領域。 第三象限損耗影響電源轉換效率 第三象限損耗與FET閘極低(FET處於關閉狀態)時,跟從源極(Source)到汲極(Drain)傳導電流有關。在每個開關週期中,兩個FET都處於關閉狀態的時間很短,因此電感電流可能流過第三象限模式中的一個FET,這會產生與頻率、電流和時間在死時內成正比的損耗。 在高頻率和低輸入或輸出電壓下運作的轉換器中,這種損耗會大幅降低效率。例如,在工作頻率為5MHz,輸出為10A的12V至1.8V降壓轉換器中,若死時從1ns延遲至10ns會使效率降低8.5%。 為了讓損耗最小化,驅動器的低側和高側傳播延遲(Propagation Delay)失配現象必須在裝置到裝置的變化中保持穩定,包含溫度、自舉電壓、高側針腳電壓(圖1中的HS)或HS擺率(Slew Rate),但這些考量因素有許多並未在產品規格表中測量。 為此,電源晶片商便積極推出新一代閘極驅動器以減低損耗,本文便用德州儀器(TI)旗下驅動器LMG1210做為例子。 提高設計效率須了解損耗機制 為了提高高頻設計的效率,必須瞭解以下損耗機制: .第三象限/死時(Dead Time)損耗 .自舉二極體反向恢復(Qrr)損耗 .驅動COSS損耗 圖1為一個基本的半橋原理圖,特別顯示驅動器COSS和自舉二極體的位置,該二極體可能產生Qrr損耗。其中有些驅動器具備內部引導程序,而其他驅動器則具備外部引導程序。 圖1 半橋原理圖顯示了帶Qrr的驅動器COSS和自舉二極體的位置。 反向恢復損耗 死時不是受到驅動器影響的唯一損耗(表1)。儘管GaN裝置本身不具備Qrr,但如果使用二極體進行引導,則該二極體的Qrr將導致損失。如果有需要的話,使用肖特基(Schottky)或小型第三代GaN裝置作為同步引導可以消除此損耗。 一般而言,二極體的Qrr損耗取決於二極體在反轉前短暫時間內的電流。儘管陰極負載二極體中的平均電流可能非常低,但在電流流出的半橋轉換器中的二極體電壓反轉之前的死時內,突波電流可能會通過陰極負載二極體。 這種突波電流是由死時內開關節點電壓突然下降引起的,這會在自舉二極體兩端產生相同大小的正向壓降,並產生高電流。當二極體反轉時,電流的激增會導致大量的Qrr損耗。這種效應通常不會發生在升壓型轉換器中,因為開關節點在死時內不會下降。 LMG1210具備與自舉二極體串聯的開關,在低側FET導通後導通幾奈秒(Nanosecond),並在低端 FET關閉之前關閉幾奈秒。這意味著自舉二極體在週期的死時內斷開,進而消除死時內通過自舉二極體的突波電流並減少相關的Qrr損耗。 因此,Qrr損耗現在與平均自舉二極體電流成正比,而不是突波電流;該自舉開關還可以消除自舉電壓電容器過充電現象。 圖2為具備開關節點電壓和自舉二極體電流的LMG1205的電晶體級模擬,包含兩種模擬情況:一種是LMG1205正常情況,其中自舉二極體存在於死時(以①顯示),另一種情況是LMG1210(以②顯示),模擬二極體在死時開始之前切換出來。如果自舉二極體沒有開關,則在死時內電流會激增至1.2A,反向恢復電流較大。 圖2 開關節點電壓(上方)和自舉電流(下方)。①是LMG1205型,在二極體反轉之前顯示電流激增;②是LMG1210型,其中引導程序在死時之前關閉。 在此模擬中,Qrr每個週期為8nC,取自高壓匯流排電源。對於在1MHz運作的48V匯流排轉換器,這是額外384mW的損耗。此一損耗、頻率和匯流排電壓成線性比例關係。此外,電流和相關Qrr的突波電流會引起開關節點振鈴(Switch-node Ring)增加。 為了在工作台上測量上述影響,配置了一塊帶有EPC EPC8010 FET的LMG1210電路板作為降壓轉換器,採用12V至6V的5MHz開關頻率,並測試了兩個自舉二極體:一個300V的P型N型(PN)接面二極體(Diodes Inc BAV3004W-7-F)和150V肖特基二極體(Diodes Inc.的BAT46W-7-F)。使用1.5A負載和5ns死時,並測量了兩種配置的功耗。一種配置自舉開關正常工作,另一種自舉開關短路,並模擬LMG1205的性能,表2列出了結果。 肖特基和PN接面二極體之間的損耗差異可能是因使用肖特基二極體(由於較低的肖特基正向壓降)和Qrr降低而導致自舉電壓增加所引起。由此可知,PN接面二極體在死時之前關閉自舉二極體帶來的益處最大,因為它受Qrr損耗的影響最大。它並未符合先前的模擬,因其具備不同二極體特性與工作條件。 LMG1205具備一個內部PN接面二極體,因此毋需旁路內部自舉電壓鉗位即可使用外部肖特基來提高性能。帶有自舉開關的LMG1210可使用較便宜的PN接面二極體和較低的電容,且仍可實現良好的Qrr損耗,或者使用肖特基二極體進一步降低損耗。 QOSS效應 半橋驅動器具備從高側驅動極到低側接地的固定電容。LMG1210具備進階的架構,可降低此電容。此外,所有驅動器都具備自舉二極體的電容。LMG1205的二極體在內部,同時作為驅動器QOSS的一部分進行測量,但LMG1210的二極體在外部。 圖3為LMG1205和新型LMG1210的隔離電容,顯示兩代驅動器之間的巨大差異。然而,LMG1210需一個外部自舉二極體,這將增加其總量。QOSS會導致額外損耗,這將在下一節中介紹。 圖3 高側到低側電容與電壓的關係 QOSS充電/放電損耗 在硬開關(Hard-switched)轉換器中,輸出電量在每次導通轉換時都會消耗在場效應電晶體中。這種損耗與QOSS、匯流排電壓和開關頻率成正比。GaN場效應電晶體的QOSS比矽低得多,進而減少每週期的輸出電量損耗,因此可實現更高的頻率。 總QOSS是FET的QOSS、驅動器、自舉二極體和電路板寄生電容的總和。由於採用矽技術,QOSS損耗主要由矽FET控制,因此幾乎不需要注意閘極驅動器的作用。當使用小型GaN FET(如EPC EPC8000系列、小於1nC的QOSS)時,閘極驅動器可能會構成損耗中的很大一部分。表3是兩個驅動器的0V~48V的QOSS,並簡單地將0V~48V整合至圖3中。 請注意,為了與LMG1205性能匹敵,可以考慮將外部自舉二極體的輸出電量增加到LMG1210。推薦的低電容二極體可能會使LMG1210的總電容增加250~800pC或更多,接面二極體通常位於低端,而肖特基二極體位於較高端。 在特定的應用中,請嘗試評估結合的驅動器和自舉QOSS與FET QOSS的比例,並盡量保持這個比例越小越好,以最大限度利用GaN的優勢。 綜上所述,許多設計人員通常會忽略上百赫茲應用的損耗機制,但對於以幾兆赫茲運作GaN的新應用來說卻變得非常重要。新一代閘極驅動器可解決這些損耗機制,並使這項新技術蓬勃發展,為使用GaN FET的未來應用帶來更多發展空間。 (本文作者為德州儀器GaN產品混合訊號IC設計工程師)
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實現更低功耗/更高效率 氮化鎵IC改變電動汽車市場

隨著全球能源結構朝向低碳能源和節能運輸轉移,節能汽車產業亦正面臨著挑戰。如今,整個電動汽車(EV)市場的成長率已經超過傳統內燃機(ICE)汽車市場成長率10倍。 預計到2040年時,電動汽車市場將擁有35%的新車銷量占有率,對於一個開始大量生產不到10年的市場而言,如此的新車銷售市占是引人注目的。 隨著整個汽車產業從基於機械之系統朝向數位統轉變,與電池、電子系統及系統元件創新相結合的經濟規模,對電動汽車的成長發揮了相當重要的作用。電動汽車製造商和設計人員青睞於數位設計,而市調機構Canaccord Genuity預計,到2025年時,電動汽車解決方案中每台汽車的半導體構成部分將增加50%或更多。 本文將探討氮化鎵(GaN)電子元件以及一部分碳化矽(SiC),在不增加汽車成本的條件下如何提高電動汽車的功率輸出和效能。 增加功率為電動車首要任務 電動汽車類別通常包括純電動車(BEV)和插電式混合動力汽車(PHEV),也可以包括混合動力汽車(HEV)。儘管該類汽車更依賴內燃機而非電動推進系統,考慮到開發混合動力汽車所需的電子元件數量,本文將混合動力汽車界定為電動汽車的範圍。 電動汽車產業鼓勵創新電氣系統的設計和開發,以取代以往的機械系統,例如: .空調機組:向無刷直流或三相交流電機驅動壓縮機轉移。 .真空或氣動控制:向電子控制模組(ECM)轉移。 .線控驅動(DbW)系統:向高功率機電執行器轉移。 .停車制動器:向電動卡鉗轉移。 .驅動輪系統:向端到端電氣化轉移。 邏輯上,這些系統需要電子零件,包括眾多半導體元件。有鑑於先進的電池管理技術,還將有更多的半導體介面不斷湧現。上述系統通常依靠由12V電池供電的電路中的中低壓矽(Si)MOSFET(≤150V)。目前業界正透過更高電壓電池(24V和/或48V)來替代12V電池,以適應更高的電力需求,而不增加電線線徑及布線成本;此替換過程同時也減少了銅線的重量,提高了驅動效率。 到目前為止,驅動輪電氣化還要求汽車擁有第二個250V~450V高壓(HV)電池以及配套電子設備,原因在於預計未來電池電壓將升高,這將需要更新更先進電子設備。 突破成本效益有助電動車普及 相較於傳統內燃機汽車,這一點更為明顯。對於電動汽車而言,每一點重量都很重要。太重會降低產品使用壽命和消費者體驗品質,而且與任何產品一樣,成本控制(理想情況下/降低成本)仍然是重點所在。即使設計中增加了新功能,整體系統成本也必須順應市場對價格的壓力。 所有這些新系統的推出,大幅增加了半導體和其他電子產品的數量以及所需的電池功率,理論上,這意味著更多的重量和更高的成本。一般而言,隨著匯流排電壓的增加,矽電晶體開關的成本會更高,這與汽車電氣化的要求是相對的。此外,一些新的車載系統的性能需要超多數量的矽元件,進而增加了系統規模、重量和成本。 實質上,新型電動汽車系統難以支援HV Si MOSFETs、IGBTs和Superjunction等現有半導體技術。相反的,該產業正在轉向功能強大的寬能隙(WBG)技術,包括SiC和矽基氮化鎵(GaN-on-Si),這兩種突破性技術都在電動汽車市場中占有一席之地(表1)。 與Si IGBT相比,SiC提供更高的阻斷電壓、更高的工作溫度(SiC-on-SiC)和更高的開關速度。這些功能對於牽引逆變器來說是最佳的,因為它們需要間歇性地將大量能量傳輸回電池。與此同時,矽基氮化鎵開關為從低kW到10kW寬範圍的供電系統帶來益處,即交流到直流板載充電器(OBC)、直流到直流輔助功率模組(APM)、加熱和冷卻單元等。 氮化鎵的魅力在於其擁有超越矽的幾個屬性。氮化鎵提供更低的開關損耗;更快的速度,類似RF的開關速度;增加的功率密度及更好的熱預算。此外對電動汽車尤為重要的是,可降低整個系統規模、重量和成本。 氮化鎵還能夠讓工程師利用這些屬性建構系統,像是無橋式圖騰柱(Totem-pole)功率因數校正(PFC)。隨著圖騰柱PFC系統功率需求的增加,氮化鎵的益處也隨之增加(圖1)。總而言之,氮化鎵提供更低的開關損耗、更快的開關速度、更高的功率密度、更佳的熱預算,進而提高電動汽車的功率輸出和效能,且降低了重量和成本。 圖1 傳統升壓CCM PFC對比採用GaN的無橋式圖騰柱PFC 汽車電氣化須保證品質 汽車產業朝向汽車電氣化的轉變,不僅改變了所用技術的類型,而且對汽車供應商進行了重新定義。傳統的一級供應商從製造機械系統開始,而不是從電氣系統開始,雖然這些傳統公司已經開始針對需求開發電氣系統,但是人們對更智慧、更具創新性的電氣化的需求卻為非傳統供應商帶來了機會。 車載電力轉換系統最簡單的形式為基本的交流到直流、直流到交流以及直流到直流轉換器。這些轉換器廣泛應用於當今眾多市場和應用中,包括電源、電信和非機載電池充電器。 將這些系統提供給汽車行業對交換式電源(SMPS)原始設計製造商(ODM)來說,是一項簡單且合乎邏輯的市場拓展,這些製造商也很渴望填補汽車市場不斷擴大的需求缺口。事實上,鑑於先進的電氣系統(特別是使用氮化鎵的電氣系統)需要花費數十年來開發大量專業技術,這種新的採購理念是大勢所趨。 汽車業受到高度監管,通常須要採購可查來源元件才能達到最佳的品質和可靠性,以此證明其性能滿足汽車電子委員會(AEC)產業標準。SMPS ODM需要置身於滿足這些標準的先進半導體元件和主動元件的供應商網路中。 對於氮化鎵來說,在更關鍵的電子子系統之一,符合AEC標準的元件已經存在,即配對的電源開關元件和閘極驅動器。為此,電源供應商Transphorm便提供了一款汽車級AEC-Q101認證的GaN FET,其採用TO-247封裝,導通電阻為49mΩ。相較於矽技術,這些電晶體具備所有主要的GaN優勢:開關速度最大可提高4倍,降低電壓和電流交叉損耗;功率密度最高增加40%;以及降低了整體系統規模、重量和成本(度量取決於應用)。 雖然Transphorm的FET可與大多數現成的閘極驅動器配對,但SMPS ODM和一級供應商可以使用半導體業者如Silicon Labs的隔離式半橋閘極驅動器來構建系統,這些驅動器符合AEC-Q100標準,符合汽車半導體元件的標準品質和文件要求。高壓氮化鎵電源在電源行業有些獨特,如前所述,氮化鎵元件以射頻速度開關,比現有的電力電子開關速度快得多。有鑑於此,具備高共模瞬變抑制(CMTI)的高效閘極驅動器對優化GaN FET的性能至關重要,為此,驅動器的CMTI規格最低可為200kV/μs。 氮化鎵實現更低能源損耗 氮化鎵材料的節能特性和處理高電壓操作的性能不會導致功耗下降,進而為設計人員在將來設計電動汽車時提供了決定性優勢,這包括更低的開關損耗、更快的開關速度、更高的功率密度、更出色的熱預算,並進一步降低重量和成本。除了電動汽車市場之外,基於氮化鎵的電子產品也為進一步降低資料中心和消費類設備的功耗提供了良機。電動汽車的設計者自從市場形成以來就已經實現了前所未有的創新,隨著汽車不斷的數位化,未來將會出現更多變化。未來的電動汽車將更酷、更快、更小,為駕駛者(和自動駕駛員)帶來驚人的性能提升,同時實現更低的能源消耗。 (本文作者為作者John Wilson為Silicon Labs資深產品經理,Philip Zuk為Transphorm技術行銷資深總監)  
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滿足高功率轉換/小體積電源設計需求 晶片商啟動SiC軍備競賽

碳化矽(SiC)市場發展持續增溫。根據市調機構Yole Développement調查指出,全球SiC功率半導體市場將從2017年的3.02億美元,快速成長至2023年的13.99億美元,2017~2023年的市場規模年複合成長率(CAGR)為29%。其中,隨著汽車製造商未來5~10年內於主逆變器、車載充電器(OBC),以及直流-直流(DC-DC)轉換器等裝置皆陸續採用SiC功率半導體,汽車產業將成SiC市場加速成長的關鍵推手,特別是電動車款的應用。 SiC市場加速攀升 電動車成主要推手 電動車(EV)市場持續蓬勃發展,根據Frost&Sullivan研究顯示,全球EV銷售量將從2017年的120萬輛增加到2018年的160萬輛,並可望在2019年進一步上升至約200萬輛;特別是中國大陸地區,未來5至7年內將成為EV最大市場。為提升電動車整體效能,達到更好的電源轉換效率,在矽(Si)元件已被認為逐漸逼近性能上限之刻,車商、半導體業者開始轉往發展寬能隙半導體,而SiC具備高切換速度、高耐壓與低損耗特性,因而備受汽車產業青睞。 Yole化合物半導體技術和市場分析師Hong Lin表示,SiC功率半導體的普及率,取決於汽車製造商的導入;目前已有汽車業者在主逆變器、車載充電器和DC-DC轉換器中,採用SiC功率半導體。像是特斯拉(Tesla)便已在旗下Model 3電動車中使用SiC金屬氧化物半導體場效電晶體(MOSFET)元件,來降低導通和開關損耗。 同時,Yole預估2018年全球將會有超過20家的汽車業者,在OBC中使用SiC肖特基二極體(Schottky Diodes)或SiC MOSFET;未來SiC功率半導體在OBC市場中有望以CAGR 44%的速度成長至2023年。另外,Yole預估將有愈來愈多的汽車製造商會在主逆變器中採用SiC功率半導體,特別是中國車商,近幾年更是紛紛考慮使用SiC功率元件,因此,2017~2023年,SiC功率元件在主逆變器市場的CAGR,更可能高達108%。 羅姆(ROHM)半導體台灣設計中心主任工程師蘇建榮(圖1)指出,SiC剛開發時,容易遇上兩個挑戰,分別是Body Diode的信賴性問題,因為當Body Diode通電時,會造成MOS RDS(on)上升;另一個是在SiC的MOS Gate加上偏壓時,會造成Vth偏移。目前這兩個技術挑戰已獲得解決,因而降低SiC的應用難度,普及率也開始提高,像是上述提到電動車中的肖特基二極體、OBC、PFC,或者是壁掛/直立式的電動車充電樁,都已開始導入SiC。 圖1 羅姆半導體台灣設計中心主任工程師蘇建榮指出,SiC普及率開始提升,電動車更是SiC主要應用市場。 擴增產能/攜手VENTURI車隊 羅姆力拓SiC市場版圖 如上提到,汽車產業成為SiC市場攀升的關鍵推手,為此,各半導體廠也開始積極布局。例如羅姆便與FIA Formula E電動方程式賽車的VENTURI車隊合作,提供該公司旗下SiC功率模組,搭載於驅動車輛的核心裝置-變流器中,提升車輛性能。 據悉,羅姆於2017~2018第3季FIA Formula E電動方程式賽事中,已提供了二極體(SiC-SBD)於VENTURI車隊,而從第4季開始,將改為提供整合電晶體和二極體的全SiC功率元件。此一元件與尚未搭載SiC的變流器相比較,體積減少了43%、重量減少了6公斤,讓VENTURI車隊的車輛體積更小,重量更輕。 另一方面,因應SiC需求逐步攀升,該公司也決定在日本福岡縣的筑後工廠增建新廠房,以滿足日漸升高的SiC功率元件生產需求。據悉,該新廠房為地上3層建築,總建築面積約11,000㎡。目前正在進行相關細部設計,預計於2019年動工,並於2020年竣工完成。 科銳SiC MOSFET助陣 電動車傳動效率大增 另一方面,為提升電動汽車動力傳動系統性能,科銳(CREE)旗下公司Wolfspeed近日也宣布推出新款1200V SiC MOSFET系列,可實現高電壓功率轉換,提高電動汽車動力傳動系統效率,讓電動車行駛距離更長,同時能夠降低系統成本,為消費者提供更好的綜合性能。 Wolfspeed總經理Cengiz Balkas表示,該公司開發的SiC產品組合,能實現尺寸更小、重量更輕的系統,進而提高每次充電後的行駛里程,這將有效減少電動汽車和汽油車在成本和性能方面的差距,並使汽車供應商和生產商更容易打造電動汽車生態系統。 據悉,新推出的C3M 1200V SiC MOSFET可承受大電流,能在1200V電壓條件下實現目前較低的漏源電阻RDS(on)及開關損耗,並提供更高的品質因數,使得消費者在單次充電之後,能夠行駛更遠的距離。 科銳首席執行長Gregg Lowe指出,全球對於電動汽車的需求日益成長,幾乎所有汽車生產商都宣布在其產品家族中推出新型電動汽車平台,而該公司透過採用新型技術,例如Wolfspeed新型SiC MOSFET產品組合,加快電動汽車的普及。 搶攻電動車市場 英飛凌SiC肖特基二極體發功 除上述所提的羅姆和科銳之外,另一電源晶片大廠英飛凌(Infineon)也瞄準電動車市場,於近期發布首款車用SiC系列CoolSiC肖特基二極體,可用於目前和未來油電混合車和電動車中的OBC。 英飛凌車用高功率部門副總裁暨總經理Stephan...
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力推GaN應用普及 電源供應商方案紛亮相

節能意識高漲,如何提高能源使用效率,已是產業界共通的發展課題。為此,半導體業者近年積極投入、研發新的元件和技術,力求提升高功率電源系統能源效率;而氮化鎵(GaN)因具備更高的開關速度、更低的切換損失等特性,因而躍居電源設計新寵兒。許多電源相關晶片業者紛紛將未來產品重心放在GaN的應用導入,像是伺服器電源、電動車、電源適配器,以及無線充電等,皆是GaN重點應用市場;而為提升GaN元件普及率,電源相關晶片業者所研發的解決方案也相繼出籠,GaN的市場因而蓬勃發展。 宜普/捷科攜手出擊 強拓無線充電版圖 宜普電源轉換公司(EPC)全力布局無線充電市場,並於Computex 2018與捷佳科技(jjPlus)共同展示新一代磁共振無線充電發射器--CPT030A。宜普電源轉換公司首席執行長Alexander Lidow(圖1)表示,有別於Qi或PMA的磁感應(Magnetic Induction)無線傳輸技術,jjPlus/EPC著重在技術質量更高、應用層面更廣的磁共振(Magnetic Resonance)無線傳輸技術。 圖1 宜普電源轉換公司(EPC)首席執行長Alexander Lidow表示,Si技術已經達到了性能極限,而GaN將是未來電子電力系統設計的關鍵元件。 Lidow指出,磁共振無線傳電的主要優勢是距離與輸出功率的優勢,另外磁共振的線圈又有高Q值的特性,主副線圈之間方向錯位的容許度也跟著提升,此一優勢可大幅增加充電的成功率。 捷佳科技總經理舒中和(圖2)則表示,傳輸更大功率、更遠的距離並在更大的面積上對多個電子設備供電,是無線電源傳輸系統的目標;而磁共振技術可以實現大面積電源傳輸、自由放置各個設備及可以同時對多個設備供電。 圖2 捷佳科技總經理舒中和透露,產品的功率規格提升,系統的轉換效率規格也必須跟著增加,這會是無線充電設計上的一大挑戰。 據悉,由EPC和捷佳科技共同發展的無線充電發射器CPT030A,是採用EPC旗下氮化鎵場效應電晶體(eGaN FET),可使用單個發射器對多個採用不同配置的接收器供電。該產品具備大面積天線設計,可同時支援高度共振、最多共8個接收不同功率的電源接收單元(PRU)。 舒中和指出,市場對於無線充電的需求開始逐漸轉變,過去消費者想要的是5~7.5W的極短距離(低於1cm),像是手機的無線充電;但如今已變成大多是15W以上的中距離(1cm~20cm)應用,因此,用於無線充電的功率元件效能、功率和傳輸距離都須要提升。像是該公司旗下磁感應發射與接收模組功率便從20W起跳,無線距離可達3.5cm,現已應用在小型機器人無線充電市場;未來還會推80W/3.5cm的產品,也將在2018年底推出傳輸距離長達20公分的傳輸模組,滿足市場需求。 Lidow則表示,除了提升傳輸距離外,進一步增加無線充電的傳輸面積也十分重要,像是該公司與捷佳於Computex 2018展出的無線供電桌面墊,就是以增加面積而達到一對多個供/充電的產品。此一大面積磁共振發射線圈甚至可以裝在傢俱、牆面或地板裡,而成為實現無線充電家庭與辦公室的重要供電來源。 GaN Systems攜手羅姆 推動GaN普及 和EPC相同,GaN Systems也積極拓展無線充電市場,於近期發布兩款全新無線功率放大器,包括功率範圍為70W至100W功率放大器GS61008P和功率範圍為150W至1kW的功率放大器GS66508B。 GaN Systems戰略銷售副總裁Paul Wiener表示,無線充電將愈加普及,而GaN可用來實現更小、更輕、成本更低,以及效率更高的電源系統,提供更自由和更快速的充電。 兩款新推出的功率放大器均具備電流/電壓控制,內置保護電路,EMI濾波等功能,而70W至100W功率放大器適用於消費市場,像是筆記型電腦、無人機、電動工具,以及智慧手機快速充電等;而另一款產品則適用於工業和運輸市場,包括運輸無人機、倉儲機器人、醫療單位與電動自行車等。 另一方面,為了推動GaN功率元件市場發展,GaN Systems也宣布與羅姆(ROHM)攜手合作,雙方將共同推動GaN功率元件的研發活動,針對工業設備、汽車電子及民生家電領域推出更多創新性的產品。 GaN Systems執行長Jim Witham指出,雙方合作將利用GaN Systems的GaNPX封裝技術,以及ROHM在功率元件的傳統封裝技術,聯合開發出新一代GaN功率元件,提供更多的電源解決方案來滿足市場需求,使越來越多的企業能夠實際體驗GaN在高功率輸出、高效率、小型輕量化方面的優勢。 瞄準中國版圖 納微於杭州開設研發中心 除了無線充電外,消費性產品(如電源適配器)也是GaN的主要應用市場,而要使GaN能用於消費性產品,就必須要作到「短小輕薄」。 納微半導體(Navitas)銷售和市場副總裁Stephen Oliver(圖3)表示,消費性市場對產品價格、體積非常要求,如果無法打造高整合度的GaN功率IC,便無法打進消費市場。高整合的GaN功率IC不僅切換頻率可更高,效率也再上層樓,因而能達到更好的節能效果,並同時實現小尺寸、低成本和更快速充電。 圖3 納微半導體銷售和市場副總裁Stephen Oliver認為,GaN在經過200V以下的市場驗證後,往600V發展會更為容易。 因應此一市場需求,該公司前陣子便發布專有的AllGaN半橋GaN功率IC,其採用iDrive單晶片技術,整合了所有半橋功能,提供高達2MHz開關速度,不僅提升充電速度,也大幅減少尺寸、成本和重量。 值得一提的是,該產品採用了主動箝位返馳(Active Clamp Flyback, ACF)架構進行設計,適合用於20~30W的智慧手機快速充電器、平板電腦、可穿戴設備等的外部適配器。 另外,看好GaN有望於中國市場快速成長,Navitas也宣布於中國杭州開設新的GaNFast研發中心,協助合作夥伴和客戶設計高效能的電源轉換器;運用GaN設計的電源轉換器和過往的矽(Si) MOSFET相比,能縮小50%的體積和減輕50%的重量,為行動終端設備提供更快的充電速度。 Navitas高級應用總監兼新研發中心負責人徐迎春表示,此一研發中心擁有產品設計經驗豐富的高水準應用工程師團隊,將專注於開發高頻、高效、高功率密度的電源系統,並協助客戶充分發揮GaNFast功率IC的關鍵性能和優勢。該公司擁有開發新型先進電源架構的工具、技能和資源,同時能夠確保開發高效率、優異的熱性能和EMI性能等關鍵技術指標,以符合客戶需求。 Navitas首席技術長Dan Kinzer則說,杭州是中國學術和創新的中心之一,與浙江大學電力電子中心和杭州、上海、蘇州等周邊客戶的研究機構有著密切聯繫,具備地利人和,而該公司的願景是利用性能出眾的GaN功率元件創造出高頻、高效、高密度的新型電源系統。 推動600V以上應用 英飛凌CoolGaN量產 相較於上述幾家電源供應商,英飛凌(Infineon)則是以600V以上的市場為主,並宣布旗下CoolGaN產品將於2018年底開始量產,目前已於市場提供具備高可靠度的GaN解決方案的工程樣品。 英飛凌高電壓轉換部門資深協理Steffen Metzger認為,GaN是電源管理的下一個明日之星,因GaN可降低營運支出及資本支出,提升功率密度實現更精巧輕盈的設計,乃至於減少整體系統成本,該公司將持續積極推廣GaN元件,而由英飛凌所研發的CoolGaN,在同樣的儲能空間下可達到兩倍的輸出功率,可釋出更多空間並提升效率。 據悉,CoolGaN...
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