近年來，寬能隙半導體碳化矽(SiC)元件得到了廣泛的重視與發展。其中，SiC MOSFET與Si MOSFET在特定的工作條件下會表現出不同的特性，當中不可忽視的一環即是SiC MOSFET在長期的閘極電應力下會產生臨界值電壓VGS(th)漂移現象。
本文將闡述如何透過調整閘極驅動的負電壓，來限制SiC MOSFET臨界值漂移的方法。
SiC MOSFET會引起VGS(th)漂移
由於寬能隙半導體SiC材料的固有特徵，以及不同於矽(Si)材料的半導體氧化層界面特性，會引起臨界值電壓變化以及漂移現象。要理解這些差異，解釋這些差異與材料本身特性的關係，評估其對應用、系統的影響，需要更多的研究及探索。
就靜態閘極偏壓而言，針對Si元件臨界值特性的標準測試流程並不適用於SiC MOSFET。因此，需要使用一種「測試/偏壓/測試」的新測試方法以評估SiC MOSFET的偏壓溫度不穩定性(Bias-Temperature Instabilities, BTI)特性。它可以區分VGS(th)的可恢復漂移以及永久性漂移。
除了靜態閘極偏壓引起的漂移以外，SiC MOSFET的臨界值電壓也會因元件的開關工作而產生額外的漂移，此額外的漂移衹有通過長期開關測試才能被觀測到。就目前所知，此效應源於柵氧陷阱的動態反應，此效應是目前SiC MOSFET技術的通用特性。
以英飛凌旗下的CoolSiC MOSFET為例，數據顯示，長期的開關應力會引起VGS(th)的緩慢增加。然而，不管所選擇的參數如何，從未發現臨界值電壓VGS(th)會出現負漂移。這一現象，在不同品牌、不同技術的SiC MOSFET上均可以觀測到，在相同偏壓條件下不同元件的VGS(th)漂移值是近似的。VGS(th)上升會導致RDS(on)的輕微上升，長期影響是通態損耗會增加。
需要注意的是，元件的基本功能不會被影響，主要有：
•耐壓能力不會受影響
•元件的可靠性等級，如抗宇宙射線能力，抵抗濕氣的能力等不會受影響
•VGS(th)漂移會對總的開關損耗僅有輕微影響
影響VGS(th)漂移的參數主要包括：
•開關次數，包括開關頻率與操作時間
•驅動電壓，主要是負關斷電壓VGS(off)
以下參數對開關操作引起的VGS(th)漂移的影響可以忽略：結溫、漏/源極電壓、漏極電流、開關斜率dv/dt，di/dt。
RDS(on)增加導致結溫升高
長期來看，對於給定的VGS(th)臨界值漂移的主要影響在於會增加RDS(on)。RDS(on)的增加會增加導通損耗，進而升高結溫。在計算功率循環時，須要把這因素導致的額外結溫增加也考慮進去。
此額外結溫的增加是否需要格外重視取決於實際應用及工況。在很多案例中，即便是20年工作壽命到期後，此額外結溫的增加仍然可以忽略不計。然而在另一些應用中結溫的增加可能就會很重要。因此，在這種情況下，就須要根據下述的設計指導進行驅動電壓選擇。
下面兩個例子(DC-AC逆變器中的半橋配置)說明了不同的影響結果，在不同應用中的固定範圍的VGS(th)漂移。第一個例子代表了應用案例中導通損耗(Pcon)占大部分，第二個例子考慮了開關損耗(Psw)和導通損耗平均分配。這兩個例子的參數列於表1。
這兩個範例顯示了VGS(th)漂移對損耗分布和結溫的不同影響。在圖1中，可預期在工作壽命結束時，兩個範例都有1V的相同VGS(th)漂移。
從表1中的範例1可以看出，當導通損耗占大部分時，VGS(th)的漂移將導致明顯的總損耗增加與結溫上升。對於這樣的應用，稍後會詳述必須考慮的設計準則。對於損耗平均分布於開關和導通損耗的應用，VGS(th)的漂移對總損耗和結溫僅有輕微影響。整體而言在其他的應用中若損耗主要由動態損耗決定，則VGS(th)漂移的影響幾乎可以忽略不計。
透過控制閘極負壓VGS(off)，VGS(th)漂移可以被限制在一個可接受的水平內。在任何情況下，關斷電壓的上限都是0V。同時，關斷電壓的下限需要根據開通電壓、開關頻率，以及操作時間來選擇一個合適的值，使RDS(on)的增加限制在一定範圍之內。
VGS(th)的動態漂移隨著開關次數的增加而增加，為了好理解，總的開關次數被轉化為10年內不間斷工作(24小時/7天)的歸一化的工作頻率。知道實際工作頻率(kHz)，目標壽命(年)，以及工作壽命之內系統工作的百分比，歸一化的工作頻率可以透過以下公式計算：
歸一化頻率fsw=實際工作頻率fsw[kHz]×壽命[yrs]×工作時間占比[%]÷10[yrs]
儘管基本晶片技術相同，CoolSiC MOSFET工作區域是分別針對在模組封裝與離散元件封裝而給出的。這是因為閘極訊號的過衝和下衝很大程度上取決於工作條件、電路設計和寄生參數。特別是，離散元件由於電路設計、應用條件、逆變器拓撲、閘極驅動設計、PCB布局和散熱設計具有更大的靈活性，所以推薦工作區(ROA)因而更加保守。由於這些原因，考慮到閘極驅動器設計的變化，計算離散元件的ROA時已加上了2V的潛在過衝電壓。對於模組，因為可以透過適當的閘極驅動器設計實現0V過衝，所以計算ROA時不須要考慮額外的過衝電壓。
以基於實際運作工況估算得出的歸一化開關頻率，可以從圖2和圖3之中找到已經包括潛在下衝電壓的最小關斷閘極電壓，分別用於離散元件和模組產品。
以下的例子可方便理解上述計算方法，如一個光伏逆變器的典型工作情況：實際工作頻率20kHz，目標工作壽命20年，工作佔比50%。
歸一化開關的工作頻率如下：20kHz×20yrs.×50%/10yrs.=20kHz
對於18V的導通電壓，採用離散元件的CoolSiC MOSFET，包括下衝在內的關斷閘極電壓必須介於-4.6V~0V之間。如果開通電壓為15V，使用模組封裝的MOSFET，包括下衝的關斷閘極電壓必須設計在-7.7V~0V之間。
制定推薦工作區的最低關斷電壓，是確保在整個產品壽命期間在Inom和Tj= 125℃工作時的RDS(on)不會增加超過初始值的15%。RDS(on)的增量取決於工作電流Id，和結溫Tj。最後要注意最低峰值閘極電壓絕不能超過數據表中的最大額定值。此要求與ROA無關。
VGS(th)漂移為長期效應 僅須考慮重複過衝/下衝電壓
VGS(th)漂移是一種長期效應，因此只需考慮重複的過衝和下衝電壓。由偶發性工況如電壓不穩、短路情況等引起的閘極電壓的過衝和下衝不應被考慮。
只有電壓尖峰直接到達晶片上的閘極-源極端，才會影響VGS(th)漂移而需要被考慮。要透過實驗量化電壓過衝和下衝尖峰值，理想情況下應直接在晶片端子處測量。但是，實際上這並非總是可行，因此以下指南提供了一個很好的估測方法：
．如果不需要隔離，請使用高頻寬(100MHz)探頭直接測量。
．或者，如果隔離是必需的，則使用具有高頻寬和高共模抑制能力的差分探頭。
．始終盡可能靠近晶片進行測量，閘極電壓過衝和下衝的形狀可能因各個逆變器而異，應考慮峰值電壓(圖4)。
閘極導通電壓高於15V具反效果
以CoolSiC MOSFET為例，該產品可以使用18V閘極電壓，以獲得更好的電流處理能力。請注意，高於15V的閘極導通電壓具有兩種相反的效果：
．它降低典型的RDS(on)及RDS(on)對VGS(th)漂移的靈敏度。
．在壽命結束時，使用18V閘極導通電壓產生的VGS(th)的漂移可能高於15V的閘極導通電壓，但由於較大的過驅動電壓，RDS(on)增加將會降低。
另外，還應該考慮到與15V導通電壓相比，短路峰值電流要高得多。因此，在18V導通電壓時，元件將無法維持數據手冊(Data Sheet)中所述在15V的導通電壓下的短路能力。
當工作在較低的負關斷閘極電壓(例如-2V而不是-5V)時，對應用的影響很小。但是應該考慮幾個與應用相關的參數：
．Eon和Eoff會略有變化
．SiC MOSFET體二極管的正向電壓將降低
．誤導通風險增加，可能會增加開通損耗。如在0V關斷、較高的的關斷閘極電阻、更大的閘極-源極迴路電感等情況中更加明顯。
須要強調的是，離散元件例如CoolSiC MOSFET，可以安全地在0V關斷電壓時順利工作。因此，指南中的值不會對性能產生任何負面的影響。此外，它甚至可以容許使用更簡單的單電壓閘極驅動電路設計。對使用單開關拓撲結構的CoolSiC MOSFET模組(如升壓電路)，通常可以使用0V閘極關斷。
