以下將介紹以GaN材料的功率晶體，包括GaN材料的物理特性以及GaN高速電子遷移率場效電晶體(High Electron Mobility Transistor, HEMT)的元件特性，以便對此新材料及新元件有進一步的認識。
認識氮化鎵材料特性
寬能隙的材料相較於矽材料，有較高的電子能階，矽施予1.1電子伏特(eV)的能量可以使電子從價電帶移動到傳導帶，而寬能隙材料的GaN需要3.5eV及SiC需要3.3eV，GaN與SiC相較於矽材料有七倍以上的崩潰電壓強度，而電子飽和速度也比矽材料快兩倍以上，寬能隙的材料特性具有高耐電壓及高速切換的特性，應用在電源轉換器上，可以有效提高其功率密度。
早期矽功率開關元件是採橫向的結構設計，但在給定的導通電阻RDS(on)下，晶體尺寸過大，最終無法有效降低導通電阻。為解決這個問題，目前矽的功率開關採用垂直結構設計，其閘極(Gate)與源極(Source)在頂部，汲極(Drain)在底部。
圖1為GaN HEMT功率開關的剖面結構圖，使用橫向結構的水平型設計，GaN可以外延生長到矽的基底上，GaN HEMT有別於其他傳統半導體，具有非常強的極化(Polarization)效應，除了因III-V離子鍵和晶格結構所形成的自發性(Spontaneous Polarization)極化外，在GaN和氮化鎵鋁(AlGaN)層之間產生異質結構，成長異質結構因晶格不匹配而形成的晶格擠壓，額外造成壓電電極化(Piezoelectric Polarization)，這兩個極化效應使得異質介面結構促使GaN的能帶(Band)朝氮化鎵鋁(AIGaN)方向自然彎曲。因此，彎曲的部分就會產生一層薄但密度高的高遷移率自由電子層，稱為二維電子氣(2-Dimensional Electron Gas, 2DEG)，此二維(2D)電子氣的電子遷移率極高，因此能達到非常快的切換速度，所以將其稱為氮化鎵高速電子遷移率場效電晶體(GaN HEMT)，也因為二維電子氣的特性使得元件結構中的導通電阻可以大幅降低，尤其是用來承受反向偏壓電壓的漂移區(Drift Region)所貢獻的導通電阻部分。
半導體必須外接偏壓，提供足夠的電子伏特才能跨越費米能階(Fermi Level)，使半導體從絕緣體變成導體，但在GaN和AlGaN接面處形成的二維電子氣讓GaN HEMT不需要外置偏壓即可導電。製程上，GaN HEMT將源極和汲極的金屬連接二維電子氣，所以GaN HEMT本身是常開型(Normal On)的半導體元件，閘極位於汲極和源極之間用來控制GaN HEMT的導通與截止。但常開型的GaN HEMT，在電源轉換器使用上會造成驅動電路的設計複雜化。
如何將常開型的GaN HEMT改變為常閉型(Normal Off)的GaN HEMT呢？目前業界的作法有二：其一，如圖1所示，結構上透過閘極P型-GaN的作用，可以將閘極的臨界值電壓(Vgsth)改變為正值，從而將空乏型(Depletion Mode)的特性轉變成增強型(Enhance Mode)的常閉型功率開關元件，以利簡化電源轉換器的驅動電路設計，其電氣符號如圖2a所示。
其二，採用低壓矽MOSFET的串接(Cascode)結構來使得整個元件轉換成常閉型功率開關元件，其電氣符號如圖2b所示，Cascade是高壓空乏型的GaN與低壓矽MOSFET串接而成，整體封裝上複雜度增加、雜散效應增加、切換頻率的限制及使用上的dv/dt限制，在可靠度和應用上並不如增強型GaN HEMT，所以目前業界主流的方式仍是以增強型的GaN HEMT(Enhance Mode GaN, E-GaN)為主。
正確地驅動增強型GaN HEMT
如何正確地驅動增強型的GaN HEMT？首先，必須先要了解增強型GaN HEMT的閘極結構，增強型GaN HEMT的閘極主要有兩種不同的結構方式(圖3)。兩者的橫截面看起來幾乎相同，其驅動方式都是在閘極金屬和其下方的2DEG之間產生一定的電位，但實際上兩者的閘極驅動方式並不相同。
圖3a是使用氮化鈦(TiN)作為閘極金屬，而形成肖特基接觸(Schottky Contact)。因此，閘極等效為低壓肖特基二極體和具有大約3.5伏特(V)切入電壓(Cut-in Voltage)的GaN二極體之間的串聯連接。由於等效的二極體是背接結構，除了小的漏電流外，沒有明顯的直流電流流過。當驅動電壓分別為正或負時，存在對閘極電容進行充電和放電所需的瞬態電流，類似驅動邏輯電位(Logic Level)型的矽MOSFET，而驅動電壓必須提供5~6伏特讓2DEG通道完全導通。但必須小心避免讓VGS超過其最大額定值7~10伏特，而造成元件損毀或縮短使用壽命。
另一種方式，為使用鈦(Ti)作為閘極金屬，形成歐姆接觸(Ohmic Contact)，如圖3b的閘極結構所示。這導致具有GaN二極體的閘極在內部將閘極電壓箝位至約3.5伏特，其驅動方式為電流源驅動方式，以具有初始高峰值電流的電流源驅動快速對閘極充電，以及mA等級的穩態電流來維持GaN HEMT導通。使用這種自箝位閘極，毋須擔心閘極過壓，只須提供合適的驅動電流到閘極即可，另外其閘極結構中，閘極對源極間也提供反向內部電壓鉗位GaN二極體做反向電壓鉗位。
從結構上來看，除了閘極的P型-GaN外，由圖3b中可以看到在汲極附近也有P型-GaN。考量當供應較高的電壓在汲極電壓時，汲極側上的2DEG處於高電位，其電子被吸引到GaN層(基底側)或是AlGaN上方的表面層中，並被瞬時正電荷暫時捕獲而無法攜帶電流，這形同在汲極通道附近形成通道部分空乏，產生電流塌陷(Current Collapse)現象，結果導通電阻值暫時動態增加。
當GaN HEMT轉態由截止到導通後，由於沒有高電場來保持捕獲的電子時，2DEG的電子才得以完全重新填充使得導通電阻值降回正常值，但在GaN HEMT轉態後須要等待較長的時間，才能讓導通電阻值動態增加的現象來回復正常值，實際應用上並無法等待導通電阻值動態增加現象回復才讓通道導通電流，因此讓GaN HEMT在發生電流塌陷時產生大的導通損耗，甚至造成損壞。
此電流塌陷的現象可以採用圖3b的結構避免，其採用混合汲極嵌入式閘極注入電晶體(Hybrid Drain Gate Injection Transistor, HD-GIT)的結構，可以在汲極區域使用額外的P-GaN連接汲極結構，當在施加高的汲極電壓後，實現電洞注入，而有效地釋放周圍的俘獲電子，這有助於實現穩定的系統操作，且避免GaN HEMT發生電流塌陷問題而造成導通損耗增加或是元件損壞。
了解GaN HEMT裸晶片和封裝
圖4是GaN HEMT的裸晶片和封裝示意圖，圖4a是GaN HEMT的裸晶片，其源極總線在左側和右側的汲極總線，中間源極和汲極為類似指狀的相互交叉，閘極位於相互交叉有源區下方的不同層上。閘極焊盤在左下方，其右側是三個小型GaN二極體的串聯連接，這些是反向閘極的保護二極體，當VGS電壓達到-10伏特時開始箝位。
圖4b顯示了採用TO-LeadLess的GaN HEMT晶片封裝，多個並聯引線將汲極和源極焊盤連接到導線架。其中一個源極引出到閘極引腳旁邊，提供源極的凱文源極(Kevin Source, SK)引腳。SK連接的目的是為閘極驅動電路提供驅動的直接路徑，避免受到主源極電流路徑中的感應反電動勢影響。
GaN HEMT晶片背面基板連接到與源極電位相連的大型銅散熱導線架上。對於矽MOSFET，晶片的背面是汲極觸點，因此通常封裝上的大型銅散熱導線架連接到汲極電位，所以GaN HEMT的TOLL(TO-Leadless)封裝與矽MOSFET的TOLL封裝的封裝配置不同，封裝不可直接互換。
GaN HEMT具備三大優越性
分析GaN HEMT的結構後，以下從元件參數的角度來說明GaN HEMT的優越性，主要有三大方向。
首先是「本體二極體(Body Diode)」行為。矽MOSFET具有反向導通的本體二極體(當汲極被拉低到源極電位以下時)。因為少數載子引起反向恢復特性，使得本體二極體從導通狀態轉換回阻斷狀態時會減慢換向過程，但GaN HEMT沒有本體二極體，然而，當汲極電壓低於閘極電位2伏特以上時可以反向導通，因此GaN HEMT表現得像一個零反向恢復特性的二極體，此特性可以讓GaN HEMT突破以往矽MOSFET的電路應用，被設計使用到更多的電路應用上。當矽MOSFET在寄生體二極體中換向電流時，這通常是過衝和振鈴電壓的來源，這導致不期望的電磁干擾(EMI)訊號的增加，而GaN HEMT在需要本體二極體硬換向(Hard Commutation)的電路中，這種零反向恢復的特性是GaN HEMT的巨大優勢。
其次，GaN HEMT的等效電容和電荷都比任何功率晶體小得多，較小的電荷降低功率開關轉態的延遲，使得GaN HEMT可以通過較低的峰值電流導通和關斷。
最後，GaN HEMT可以實現非常快速的切換和低損耗，特別是在關斷時，通道可以在幾奈秒(ns)內切斷，大大降低功率開關在關斷時的切換損耗。
在表1中，比較了英飛凌(Infineon)新式CoolGaN及CoolMOS之間的一些關鍵參數，所選擇的零件，其導通電阻分別為55毫歐姆(mΩ)及57毫歐姆。首先最明顯的參數差異在於反向恢復電荷(Qrr)，在CoolMOS的反向恢復電荷是570nC，這項參數限制了CoolMOS的本體二極體在硬換向半橋電路中的使用，例如在Totem Pole功率因素校正(Power Factor Correction, PFC)的應用，而GaN HEMT並無反向恢復電荷。
除了反向恢復電荷Qrr，每個功率開關元件都有閘極電荷Qg和等效電容輸出電荷Qoss，這兩個參數在CoolGaN都僅約為CoolMOS的1/10，Qg影響功率開關的導通和關閉的速度，而Qoss在每個週期都進行充放電，除了造成損耗外也影響死區(Dead Time)的設定，進而限制高切換頻率的操作。
即使CoolMOS的Qoss電荷相較CoolGaN有十倍差異，但儲存在電荷中的能量卻是相近，從CoolMOS的8uJ到CoolGaN的6uJ，其原因是CoolMOS的非線性輸出電荷特性，這使得它們具有大的總電荷，尤其在較低的汲源極跨壓時，等效輸出電容值(Coss)會大幅急速增加，但也因為在較低電壓時的等效輸出電容值才大幅急速增加，因此在該電荷中儲存的能量相對較低，造成CoolMOS和CoolGaN的儲存能量(Eoss)差異並不大。
在切換時間的比較中，值得特別注意的是，CoolMOS顯示出極快的tf，但由於測量的定義方式會造成有點誤導，規格書中量測的範圍是10%~90%，而CoolMOS的VDS從0%~10%是呈現緩慢變化。
最後比較功率開關元件的額定峰值電流能力，CoolGaN在這項參數小於CoolMOS，雖然CoolGaN沒有較高的峰值電流能力，但即使在PFC電路中的線路週期丟失(AC Cycle Dropout)和重新衝擊電流(Surge Current)等嚴苛條件下，可以透過控制迴路來限制峰值電流以符合應用要求。
此外，值得一提的是矽MOSFET和GaN HEMT在實際應用中超過額定崩潰電壓的特性差異，在矽MOSFET會以雪崩能力來確認是否可以承受過高的端電壓應力，相較之下，在寬能階的GaN HEMT可以承受的端電壓應力高於矽MOSFET。
圖5顯示矽MOSFET和GaN HEMT的崩潰電壓比較，額定電壓650伏特的矽MOSFET在650伏特和700伏特之間達到雪崩，如果供應的電壓持續增加，其端電壓被矽MOSFET雪崩額定值箝制住，但漏電流持續增加下，就會超出最高的矽MOSFET接面溫度(Tjmax)限制，發生故障損壞。
相較之下，GaN HEMT沒有矽MOSFET的PN接面結構，不會出現這種雪崩的狀態。與額定650伏特的矽MOSFET達到相同的漏汲極電流值下，額定電壓600伏特的GaN HEMT可以達到910伏特。相較於矽MOSFET對於受溫度影響使用壽命大於電壓的影響，GaN HEMT受電壓影響使用壽命會相對比較明顯，因此雖然可以承受910伏特的端電壓，但在考量長時間使用壽命的需求下，將其額定電壓設定為600伏特。
簡化電路提高效率 氮化鎵發展未來看俏
以矽半導體材料開發的功率半導體開關元件在特性發展上已經遇到開發極限，氮化鎵的高能階特性突破矽半導體的瓶頸且無雪崩電壓限制，可以不須使用外部緩衝器來限制尖波電壓而能節省損耗。其優異的二維電子氣特性有助於切換頻率的提升，無本體二極體的反向恢復特性，讓氮化鎵功率開關元件可以應用於更多架構，不僅可以簡化電路，也能提高效率及增加產品可靠度。氮化鎵的產品耐壓規格也涵蓋中低電壓到高電壓，小瓦特(W)數到幾十千瓦(kW)的功率輸出。
氮化鎵產品須同時通過聯合電子設備工程委員會(JEDEC)標準和特別針對氮化鎵驗證開發的可靠度試驗，使得氮化鎵產品被使用及應用到終端客戶的產品上，整體的客戶材料成本，也隨著架構的改變及氮化鎵功率開關元件產量增加，使終端產品相較於矽半導體功率開關元件更具有競爭力。
