能源的議題是一直以來被討論的話題，在現今節能減碳的需求下，提高轉換效率是新電源轉換器努力的方向。以往所使用的矽功率開關元件；在以矽為材料所開發的金屬氧化物半導體場效應電晶體(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor, MOSFET)，其發展已接近物理極限，期待以矽材料的功率晶體來進行電源轉換器的效率改善效果有限，而寬能隙材料所開發的新型功率晶體，如氮化鎵(GaN)高速電子遷移率場效電晶體(High Electron Mobility Transistor, HEMT)可以讓電源轉換器達到更高的效率及更高功率密度。
對矽功率開關元件而言，設計人員對其應用和驅動已經相當熟悉，但對於GaN HEMT的應用和驅動方式的資訊相對比較少，本文針對GaN HEMT的應用和驅動方式作介紹，提供設計人員在使用GaN HEMT上的參考。
氮化鎵功率元件應用要點
如圖1所示，粗略將幾種材料如矽、碳化矽及氮化鎵等功率開關的適用範圍依功率及切換頻率進行劃分，矽功率開關涵蓋目前大部分的應用，適用於切換頻率在500kHz以下的中小功率應用或低頻的大功率應用；大功率的應用且操作於略高的切換頻率的電源轉換系統會選擇SiC MOSFET；而中低功率需要更高切換頻率如200kHz以上，GaN HEMT會是合適的功率開關元件，目前適合GaN HEMT的應用條件在10kW以下，高於250kHz以上的切換頻率，但實際應用還是以設計者的需求為主，可以選擇GaN HEMT取代MOSFET以相同的切換頻率達到較高的效率，或增加切換頻率來達到較高的功率密度需求。
目前GaN HEMT的應用領域在電信和資料中心使用的伺服器電源是主要目標市場，採用超高效率電源可以降低能源成本而產生回報。於伺服器電源的電路中，目前發展相對成熟的電路之一為無橋式PFC，採用無橋式PFC可以改善傳統升壓型PFC的效率，現在更可以透過GaN HEMT的特性搭配圖騰柱(Totem Pole)PFC電路來進一步提升效率。
一般電源轉換器的功率因數校正(PFC)線路採用升壓型轉換器架構，如圖2所示。輸入電壓範圍從AC 85V~265V，超過三倍的電壓變化，因此電流也是超過三倍的變化，在相同負載條件下，導通損失有十倍的差異，在這麼大的變化下，要最佳化MOSFET和Diode是一個挑戰。操作頻率一般是低於70kHz，使得兩倍頻限制在低於150kHz，因為頻率的增加會增加切換損失且主頻會落入EMI的測試範圍內，控制模式採用連續傳導模式(CCM)可以減少漣波電流、導通損耗和切換損耗。操作在不連續導通模式(DCM)或是邊界模式(CRM)會有較高的漣波電流，但可以達到ZCS導通，因此可以降低切換損失，無論採用哪一種控制模式，橋式整流器占了一定比例的損耗，約占全機1~2%的效率損失，即使PFC開關採用理想的零切換損耗技術也無法彌補橋式整流器的損耗。
PFC電路開關降低損耗
將PFC電路中進行功率損耗分析如圖3所示，可以明顯發現橋式整流器所占的功率損耗最大，其中在輸入電壓為85Vac時占總功率損耗的34%，而在輸入電壓為230Vac時占總功率損耗的37%。正因如此，許多無橋式線路被採用在電源轉換器上來改善效率，但整體線路卻變得複雜許多。另一種降低橋式整流器損耗的選擇是採用主動式橋式整流器(Active Bridge)，將較低導通電阻RDS(on)的MOSFET並聯在原有的橋式二極體上，利用Irsm2 X RDS(on)降低原本的Iavg X Vf損耗，保留原本的橋式整流器是需要其協助旁路衝擊電流，避免在異常操作時損壞並聯在橋式整流器上的MOSFET。
在眾多無橋式PFC的電路架構中，Totem Pole PFC在具有相當簡化的線路結構。圖4是半橋Totem Pole PFC電路與全橋Totem Pole PFC線路。在半橋Totem Pole PFC中，功率開關元件Q1和Q2互為升壓切換開關和同步整流開關，如果Q1和Q2採用MOSFET，控制方法須採用三角電流模式(Triangular Current Mode, TCM)調變的控制方式，流經功率開關元件的電流下降到負值後才做切換。
當Totem Pole PFC的架構採用CCM的控制方式，功率開關元件Q1和Q2必須是沒有本體二極體(Body Diode)的反向恢復特性，不然在操作上會產生本體二極體的硬換向(Hard Commutation)而形成上下橋的功率開關元件同時導通造成功率開關元件燒毀。圖4a是半橋Totem Pole PFC架構，其二極體D3和D4輪流導通半輸入電源週期，要進一步降低導通損耗，可將D3和D4用MOSFET Q3和Q4來取代形成全橋Totem Pole PFC架構，如圖4b所示。因為MOSFET Q3和Q4各自持續導通半個週期，其導通電阻是MOSFET挑選的主要考量。Totem Pole PFC的應用已經被提出多年，但是受限於功率開關元件特性，並沒有被廣泛使用，現今GaN HEMT的問世使得Totem Pole PFC電路可以重新被考慮用來提高轉換器效率。
半橋硬換向電路再受矚目
透過半橋硬換向電路與圖5半橋硬換向測試波形，可以了解GaN HEMT在硬換向的特性，在圖5a導通波形中，CH3波形為Q2的VDS，CH4波形的是Q2的VGS，CH1波形是電感(L)電流IL(20A)，CH2波形是流經Q2的電流，透過與Q2源極串接的0.1ohm電阻測得。
初始階段由Q2先導通讓電感儲存能量，接著使Q2截止後，電感電流會經過Q1的VSD續流，當Q2再次導通時，除了透過電感產生的迴路外，輸入電壓400V會透過Q1的Coss和PCB上的雜散電容及Q2形成迴路，時間大約10ns，其電流量就是CH2波形大於CH1波形的部分，而Q1因為沒有本體二極體反向恢復電荷，所以不會有反向恢復電流在波形上面。這也是GaN HEMT可以被使用在Totem Pole PFC上的原因。如果是採用MOSFET，在本體二極體的反向恢復時，會形成上下橋同時導通使得MOSFET損毀。
在圖5b為關閉測試波形，當Q2的VGS下降到Vgsth時，Q2立即快速截止，電壓與電流交越時間約略只有5ns，這交越時間主要是波形的IDS下降到一個平台後一段時間才下降所造成，這是因為Q2關閉後，電感電流仍會流經Q2的Coss和PCB雜散電容，這一個充電電流會被串接的0.1ohm電阻量測到，這一個充電電流就是波形上的IDS平台電流。
在Totem Pole PFC的架構，要考慮GaN HEMT對於峰值電流的承受能力，不管正常操作或是異常操作下，峰值電流必須確保在GaN HEMT的額定值內，在正常操作的瞬間，可由控制器的電流迴路來做峰值電流的限制設定，在異常操作的狀況，可以利用圖6所示的電流保護線路來做保護，例如在線路週期丟失後回復時的衝擊電流或是差模雷擊浪湧測試，利用外置二極體旁路衝擊電流來對GaN HEMT做保護。
GaN HEMT的峰值電流能力，可以參考GaN HEMT規格書的特性曲線，圖7為GaN HEMT(IGOT60R070D1)的輸出特性曲線，圖7a是25℃，圖7b是125℃，驅動電流的大小及溫度都會影響可以流經汲源極的電流值，透過圖7b，Tj=125℃的曲線和根據實際電路對電流的需求來選擇合適的驅動電流。圖8是Tj=125℃時的汲源極導通電阻值，可以了解在不同的驅動電流下，通道可以允許的電流值和其相對應的導通電阻值，可以用來提供GaN HEMT對於峰值電流的承受能力的設計參考。
GaN HEMT高頻LLC轉換器效率出色
GaN HEMT的另一種應用電路為高頻LLC轉換器。LLC的架構相較於其他架構有較高效率，共振的架構讓一次側和二次側的功率晶體可以有較低的損耗，但是缺點是高的輸出電壓漣波，且在輸入輸出電壓範圍也受到限制，使其操作在諧振點附近頻率，以確保有最佳效率。
MOSFET可以被使用在LLC架構，一般常用在低於150kHz的切換頻率，但是如果要滿足高功率密度，則須要增加操作頻率，其Qoss和由此產生的死區時間(Dead Time)是設計時重要的參數，當高頻操作時，死區對於有效的能量傳遞和效率影響會更大。另外在實際應用之中，很難保證沒有本體二極體硬換向發生，當發生時必須要能夠確保MOSFET不會被損壞。相較於MOSFET，GaN HEMT的Qoss只有1/10，而且沒有本體二極體，顯而易見，當要滿足以上需求時，GaN HEMT非常合適用來取代MOSFET以符合上述的需求。
圖9是Super junction MOSET和GaN HEMT在LLC的切換波形比較，圖9a是Super junction MOSEFT的波形，圖9b是GaN HEMT的波形，不管是VGS或是VDS，GaN HEMT明顯較Super junction MOSFET快。在低VDS時，Super junction MOSET的Coss急劇上升，造成VDS在開始和結束階段的波形都呈現緩慢爬升或是緩慢下降，反觀GaN HEMT是線性的快速上升和下降，而Super junction MOSFET即使採用360ns的死區時間仍無法達到零電壓導通，反觀GaN HEMT只需120ns的死區時間即可，較長的死區時間代表較大的均方根電流，也表示會有較多的導通損耗。相較於GaN HEMT，具有較高Coss的Super junction MOSFET，也較不容易從輕載到重載都完全達到零電壓切換，或在導通損耗和切換損耗之間做取捨。
