氮化鎵崛起 無線充電設計添新力
目前最常用的無線充電標準是感應式(Qi)，其操作頻率範圍介於100到300KHz，系統允許對單一裝置在非常靠近的距離且特定的方向充電，隨著無線充電在消費性與工業市場的需求提高而被許多設計者採用，無線充電使用的class D與class E諧振逆變拓撲不是新的技術，但因為其諧振耦合的優點早已被使用在射頻的應用，這些拓撲被應用在無線充電的發射端，其可達到高效率在1到10MHz的操作頻率範圍。
AirFuel聯盟提出操作頻率6.78MHz在工業、科學與醫學領域的方法，利用高Q因子諧振器之諧振感應耦合來達到較弱的磁場與較長距離的功率傳輸，這可以同時對幾個不同方向的裝置充電。法拉第定律說明線圈的磁場變化造成電位的產生，無線功率傳輸中之RF功率放大器驅動功率傳輸單元(PTU)，是由一個調諧電路的線圈去產生一個變化的磁場所組成。
相對地，功率接收單元(PRU)也是由一個電路的線圈調諧在相同的頻率所組成，兩者間交錯的磁場而感應電壓，這個電壓取決於磁場通量的變化率與線圈圈數，接收單元的線圈輸出電壓經過整流然後轉換成手持式裝置所需的電壓範圍，耦合的好壞則取決於兩個線圈間的距離，這裡定義為耦合因子k，k值小於0.5代表著鬆散的磁性諧振耦合。
氮化鎵相對於矽是新的技術，其優點早已驗證於RF系統之應用，目前也因為優異之品質因數(Figure of Merit)而被許多電源應用所採用，圖1顯示氮化鎵技術與幾家不同廠商矽技術之比較，以對數的表示方法來幫助了解氮化鎵技術所帶來跳躍式的進步。
採用氮化鎵放大器 電路調諧更容易
為了方便瞭解class D的功能，將圖2分成兩個方塊來做說明：
．切換開關：將輸入Vin直流訊號建立成方波。
．濾波器：LC濾波器會將雜訊濾除，並以相同的頻率在輸入的方波建立正弦波，此外LC諧振器還能夠阻隔直流，因此跨在負載上將會只有交流訊號。
經由濾波器一次諧波之正弦波電流可以容易地計算得到跨於負載的電壓，LC阻抗考慮一次諧波在諧振頻率為零，負載的輸出電壓如公式1所示
公式1
輸出功率則為
公式2
整理式1與式2可以得到輸入電壓：
公式3
Class D拓撲操作在零電壓導通的切換頻率為6.78MHz，高切換損失將會造成低效率，傳輸天線的電流通常都不大(1~2A)，為了能夠傳送足夠大的功率，輸入電壓(50~100V)就得提高，高輸入電壓與高切換頻率需要操作在零電壓切換以降低功率損耗，為了達成零電壓切換，常用的方法之一是額外加一組LC網路以建立三角波電流。三角波電流確保半橋的中點電壓在死域時間(Dead Time)消失之前完成轉態，class D拓撲的設計準則如公式4：
公式4
其中的QOSS為切換開關的輸出電荷，∆I 為零電壓網路所產生的漣波電流，公式4表示較低的切換開關輸出電荷，將會導致較低的漣波電流，換句話說，當漣波電流固定，較低的切換開關輸出電荷，將會更容易達到零電壓切換。零電壓切換主要的功率損失，如公式5所示：
公式5
其中IZVSRMS是零電壓切換網路的均方根電流，ESRZVS則為零電壓切換網路的雜散等效電阻。零電壓切換操作取決於阻抗性負載，且需要適當地阻抗匹配，建議使用低QGD來確保萬一操作在非零電壓切換操作的時候，切換開關有較低的損失。
另外，切換開關的QG越低，相對地元件的驅動損失也可以降低，如圖3所示，氮化鎵電晶體相較於矽MOSFET的功率損耗可以降低30%，進而提高功率密度。
Class E功率放大器拓撲由提供直流的電感L1、切換開關Q1、諧振電路以及負載所組成。如圖4所示，Q１以固定50%責任週期的6.78MHz頻率做切換，當電路調諧至與汲極之半波弦波電壓相同頻率且峰值為輸入電壓的3.56倍，在下一個切換週期開始之前折返到零，如此以達到零電壓切換的操作，為了實現零電壓切換，負載阻抗必須為純電阻性，阻抗匹配網路放置於功率放大器與傳送諧振器之間，以取消所有無功的部分(Reactive Element)。
L2、C1與C2的值是取決於諧振頻率，當開關關斷，C1與Q1的汲源r極等效電容並聯，而導致較高的諧振頻率，當開關導通，較低的諧振頻率則由Ｌ2與C2決定，對於零電壓切換操作，切換頻率必須在較高與較低之諧振頻率之間，當電路諧振在高於切換頻率，汲極電壓達到較高的峰值，可能為輸入電壓的7倍之多，汲極電壓會在下一個切換週期開始降到零，本體二極體在這一段時間內導通。
另一方面，當電路諧振低於切換頻率，汲極電壓在下一個切換週期開始之前不會降到零，這將會導致硬切換而造成高切換損失，尤其是在切換頻率6.78MHz時。為了達到較高的功率放大效率，電路必須被正確地調諧而且輸出電流不能太高，以避免L2的導通損失與在6.78MHz之集膚效應的渦流損失。
這裡以一個16W class E功率放大器，使用200V/125m歐姆 OptiMOS 3切換開關BSC12DN20NS3，為了評估功率放大器之效能與效率，其電阻性負載在5歐姆、15歐姆及25歐姆做測量，所量測而得之效率介於91~92%之間，25歐姆操作波形如圖5所示。
圖5最下面的波形為汲極電壓，可以看到其形狀不是純半正弦波，在較低電壓時有擴散特性，這會形成在下一切換周期之前，汲極電壓還不會掉到零而導致硬切換，這個效應主要是由電路中MOSFET COSS所造成，矽MOSFET在低壓時其CＯＳＳ會增加很大而造成失真，雖然這電路還是操作在可以接受效率與硬切換損失範圍內，但是這造成電路需要重調，因而導致高峰值電壓且降低最大輸出功率能力，且輸出阻抗範圍也會降低。
如圖6為兩個功率切換開關之COSS特性比較，在低壓時氮化鎵電晶體之COSS增加較矽MOSFET為少。
同樣地，同等級BVDSS與RDS(ON)的氮化鎵電晶體以相同電路量測，氮化鎵電晶體的汲極波形如圖7所示，較接近正弦波形，並沒有硬切換出現，峰值電壓為輸入電壓的3.56倍，亦即電路操作在理論之最佳化，允許操作在較寬的負載阻抗範圍，並且實際上的電路更容易調諧。
氮化鎵實現更高功率密度
本文介紹了無線充電之基本原理，並且列舉兩個常用在無線充電應用的功率放大器拓撲，比較矽MOSFET與氮化鎵電晶體之效能，氮化鎵電晶體具有較低閘極電荷、等效汲源極輸出電容COSS與零反向回復等優點，高效率與節省電路板面積，可以幫助電源設計者能夠達到高功率密度的需求 。
