MOSFET

英飛凌科技股份有限公司(Infineon)推出全新馬達系統IC系列產品，專為控制有刷及無刷馬達所設計。本系列IC是全球第一款驅動MOSFET用的複合半橋驅動器，並具備整合式電源及通訊介面。 英飛凌車體動力部門副總裁暨總經理Andreas Doll表示，藉由我們高度整合的馬達系統IC，系統設計人員所需的主機板空間比現有解決方案縮小了一半，同時仍可自選所需的微控制器。此外，我們也實作獲得專利的可適性MOSFET驅動器，協助強化電磁相容性，並減少系統的切換損耗。這項控制演算法可自動調整閘極電流，藉此補償系統中的MOSFET參數散布。 在整合性方面，新型馬達系統IC讓英飛凌現有的馬達控制IC產品組合更加完備，從獨立式解決方案乃至於包含ARM處理器的高度整合嵌入式電源產品等。新款產品系列共有七種版本，全部採用VQFN-48封裝(7x7mm)。 裝置最多配備四個半橋驅動器，用於驅動外部N通道MOSFET。整合式線性穩壓器可供應5V電壓至250mA輸出電流的能力。至於在通訊方面，則包含一個符合ISO 11898-2:2016規範的5Mbit/s的CAN-FD收發器，及符合2.2A/ISO 17987-4和SAE J2602規範的LIN收發器。

英飛凌1200V CoolSiC MOSFET模組系列新添62mm工業標準模組封裝產品。62mm封裝之產品採用半橋拓撲設計及溝槽式晶片技術，此封裝為碳化矽打開了250kW以上，矽基IGBT技術在62mm封裝的功率密度極限，中等功率應用的大門。相較於一般的62mm IGBT模組，碳化矽的應用範圍更擴展至太陽能、伺服器、儲能、電動車充電樁、牽引以及商用感應電磁爐和功率轉換系統等。 圖　此62mm模組配備英飛凌CoolSiC MOSFET 實現極高的電流密度。來源：英飛凌 該62mm模組配備英飛凌CoolSiC MOSFET，可實現極高的電流密度。其極低的開關損耗和導通損耗可減小散熱元件尺寸。在高開關頻率下運作時，可使用更小的磁性元件。透過英飛凌CoolSiC晶片技術，客戶可以設計出尺寸更小的變頻器，進而降低整體系統成本。 新產品採用62 mm標準基板和螺絲固定方式，具有高強固性的外殼結構設計，且設計經過最佳化，可達到最高的系統可用性，同時降低維修成本以及停機損失。良好的溫度循環能力和150°C的連續工作溫度(Tvjop)，帶來系統可靠性。其對稱性的內部設計，能讓上下開關達到相同的切換條件。亦可選配熱介面材料(TIM)，以進一步提高模組的熱效能。 採用62 mm封裝的CoolSiC MOSFET 1200V分別提供6mΩ/250 A，3mΩ/357 A和2mΩ/500A型號選擇。另外還推出有助快速特性化(雙脈衝/連續作業)的評估板，為便於使用，還提供了可彈性調整的閘極電壓和閘極電阻。此外，還可作為批量生產驅動器板的參考設計。

相較於矽材料，以GaN材料實作功率元件，可以明顯拉高切換速度，從而讓電源設計者在電源設備中採用更小的電容、磁性元件，獲得提高功率密度，降低損耗的效益。然而，天底下很少有毫無缺點的選擇，作為功率應用領域的新興材料，GaN的可靠度與安全性，終究還是未經時間考驗，對於許多產品生命週期很長的大功率設備供應商，如生產伺服器電源、馬達驅動單元、電動車充電器的業者而言，要在產品中導入GaN元件，必須從長計議。 相較之下，消費性產品的生命週期短，市場對產品的可靠度要求不會像工業、汽車產業那麼嚴謹。只要成本結構對了，終端產品上市跟普及的速度很快。舉例來說，目前消費者已經可以在3C通路跟電商平台上購買到各種基於GaN HEMT的USB快速充電器，雖然價格仍比基於矽元件的同類產品略高，但其外觀小巧易於攜帶，輸出功率又有過之而無不及，對消費者來說仍是有吸引力的選擇。 這個現象也顯示，GaN功率元件的成本結構是相當有競爭力的。只要讓客戶建立信心，GaN功率元件在汽車、工業、資料中心等大功率應用領域，也有不小的發展空間。 熬過醞釀期　大功率應用逐漸浮現 GaN Systems台灣區業務總經理林志彥指出，雖然目前GaN HEMT元件最廣為人知，出貨量也最大的應用，是各種針對零售市場推出的快速充電器配件，或是筆記型電腦的電源供應器，但該公司過去幾年除了耕耘消費性電源應用市場外，其實也花了很多心力在非消費性產品上。舉例來說，資料中心所使用的各種高功率電源設備、電動車上的車載充電單元、工業類的馬達驅動設備、機器手臂等，也都有許多客戶正在設計導入，或是已經有產品量產上市。 事實上，非消費性產品導入GaN HEMT元件的時間點，並不晚於消費性產品。例如西門子(Siemens)的馬達驅控設備，就已經採用GaN Systems提供的方案，還有許多其他不方便透漏的設備客戶，也已經推出基於GaN HEMT元件的伺服器電源、逆變器(Inverter)等產品。還有些車廠客戶，也看上GaN在功率密度上的優勢，而決定與GaN Systems合作，共同發展22kW的車載充電器。 但工業或汽車領域的客戶，對元件的可靠度、安全性，要求都比消費性產品的製造商來得更嚴謹，因此其評估、測試與研發的週期，往往得花上兩到三年。以西門子的馬達驅控設備(圖1)為例，從元件性能/可靠性評估到產品設計、測試與量產，就花了近四年時間。但也因為前期作業紮實，因此從產品量產至今，業界對GaN元件最有疑慮的可靠度問題，至今完全沒有出現過。對GaN功率元件來說，這是一個相當重要的成功案例，有助於建立客戶對GaN元件的信心。 圖1　西門子已經在馬達驅動設備中導入GaN HEMT元件 另一方面，由於前期評估跟設計導入要花極大的心力，因此工業或汽車客戶只要導入某款元件，在終端產品漫長的生命週期中，都必須確保該款元件供應無虞，這使得客戶額外重視元件是否有第二供應來源。也因為這個緣故，GaN Systems與羅姆(ROHM)在2018年中結盟合作，讓兩家業者可以共同滿足客戶需求。 工業、汽車等非消費性產品需要較長的醞釀期。成本、供應鏈是否健全，乃至元件本身的技術特性，都是客戶在設計導入時需要考量的面向。但經過過去幾年的努力，已經有越來越多工業與資通訊電源設備開始採用GaN HEMT元件，電動車應用也已經有了初步成果。GaN功率元件應用開枝散葉，將是指日可待。 成本將是GaN最大優勢 包爾英特(Power Integrations, PI)行銷副總裁Doug Bailey(圖2)則表示，對於同時需要高效率跟小尺寸的電源設備來說，GaN元件所能創造的效益最為明顯。除了消費性的NB電源跟USB快充之外，伺服器跟電動車的電源系統，也是PI非常看好的應用市場。 圖2  包爾英特行銷副總裁Doug Bailey 事實上，GaN作為電源開關，其特性幾乎是全面性地勝過基於矽的傳統元件，只是目前跟矽開關相比，GaN開關的成本還略為高出一截。如果GaN跟矽的價差能持續縮小，可能絕大多數的電源應用都會考慮採用GaN開關。 那麼，GaN開關的成本，有沒有可能直逼矽開關呢？林志彥認為，這個可能性是存在的。事實上，目前GaN HEMT的市場行情，已經很貼近基於矽的MOSFET。如果是小量採購，GaN HEMT的報價約比MOSFET高出一成多，但若是百萬顆等級的大規模採購，跟MOSFET的報價應該是相去無幾。 至於跟另一種寬能隙材料--碳化矽(SiC)相比，GaN的成本優勢會更為明顯。SiC在散熱跟耐高壓方面，表現確實是優於GaN，但SiC的材料成本相當高昂，而且因為結構的關係，不容易微縮，這使得SiC元件不僅起始價格就比GaN高出一大截，降價的速度也不如GaN。 Bailey認為，由於GaN與SiC的成本落差相當明顯，許多高功率應用的開發者都對GaN展現出濃厚興趣。只要針對高功率應用研發的GaN HEMT開發成功，相信許多高功率應用的設計者，都會很快轉向GaN。事實上，高功率GaN HEMT的進展相當快，絕大多數電動車廠都已經拿到高功率GaN HEMT的工程樣本並展開評估，因此，GaN元件在電動車市場上，應該會有十分可觀的成長。 大功率應用更需高整合方案 在GaN元件積極搶攻高功率應用市場的同時，元件的設計將跟著出現哪些變化？林志彥認為，驅動器(Driver)與HEMT的整合，將是必然發生的趨勢。事實上，對消費性電源而言，GaN HEMT與驅動器是否一定要整合，還有討論空間，因為消費性電源的功率低，GaN HEMT的開關速度不須推到極限，以便在開關損失跟開關雜訊之間取得最好的平衡。此外，由於消費性電源的GaN HEMT開關頻率不必拉得很高，因此驅動器到開關之間的距離較長，仍是可以接受的。 舉例來說，對消費性電源來說，GaN...

據國際能源署(IEA)估計，2020年全球電能需求的峰值將達到30拍瓦(Petawatts)，未來還會持續增加。電能來源可能是化石燃料或可再生能源，但無論如何，功率轉換裝置效率對於最大程度降低成本和電能損耗至關重要。 工業馬達消耗了50%以上全球能源，但是資料中心也非常耗電，而電動車(EV)充電亦對電網造成更大的負荷。電氣化的發展趨勢，已促使「更智慧」且耗電更少的創新技術蓬勃發展，但是電源轉換相關元件也須跟上步伐，其損耗必須再創新低。寬能隙半導體(WBG)將是實現此一目標的關鍵。 功率轉換器設計者的目標，是以最高效率將來自配電系統的電力轉換為不同的直流(DC)或交流(AC)電平。出於安全或功能層面考量，可能需要電氣隔離，並且輸出電壓可能要求更高或更低。目前業界最通用的功率轉換器，大多是採用開關模式來進行電源轉換。 最原始的雙極開關技術，目前已經被矽MOSFET所取代，IGBT則仍是高電壓/高功率應用的首選。但寬能隙半導體，如碳化矽(SiC)和氮化鎵(GaN)，已成為轉換器拓撲架構中強有力競爭者。設計者通常會使用「諧振」型拓撲以獲得最佳效率，三相電橋則廣泛用於馬達控制。 無論採用何種拓撲架構，導通電阻和可能具有高瞬時值的開關轉換，都會造成損耗累積(圖1)。 圖1　在開關轉換期間，MOSFET峰值功耗可能在kW範圍內 半導體中開關損耗與每秒轉換次數成比例，因此低頻率下損耗更小。但是，開關頻率越高，電源設計者便可以使用體積更小、重量更輕且成本更低的電感器和電容器等被動元件，因此在實際中，開關頻率選擇是一個折衷方案，其開關頻率的範圍可以從馬達驅動器的數kHz，到資料中心的DC-DC轉換器的數MHz。 開關轉換期間的大量損耗，是由對元件電容(COSS)進行充電和放電所需能量(EOSS)引起。因此，EOSS、COSS以及導通電阻(RDS(ON))，都是開關元件性的關鍵參數。導通電阻與管芯面積乘積，即RDS(ON)．A是總損耗的品質因數(FOM)，電容及其相關開關損耗隨管芯面積減小而降低。 寬能隙材料特性擁有先天優勢 SiC和GaN等寬能隙半導體，需要相對較高能量才能將電子從其「價帶」移動到「導帶」。高能隙值會導致更高臨界鑿穿電壓和更低漏電流，尤其是在高溫下。WBG元件還具備更好電子飽和速度，從而導致更快轉換，而SiC擁有特別好導熱性。在圖2中將寬能隙特性與矽進行了比較，在所有狀況下，值都是越高越好。 圖2　寬能隙材料與矽材料的特性比較 對於給定厚度，寬能隙材料臨界擊穿電壓值比Si高10倍左右，因此SiC漂移層可以薄10倍，摻雜濃度可以是10倍。寬能隙材料與Si相較，能夠提供比Si低很多的導通電阻，並且相應降低同樣管芯面積的損耗。由於SiC具有高導熱性，所以管芯可以非常小，因而具備出眾RDS(ON)．A(FOM)。圖3是在650V下SiC MOSFET、GaN HEMT單元、Si MOSFET和IGBT的RDS(ON)．A比較。 圖3　在相同電壓下，WBG和矽材料之間的RDS(ON)．A比較 SiC和GaN大大降低了對閘極驅動功率要求。Si MOSFET和IGBT特別需要大量閘極電荷才能有效開關。對於較大IGBT，這可能需要數瓦驅動功率，從而導致系統損耗。對於WBG元件，即便在高頻下，損耗僅是毫瓦級。 WBG元件還有其它優勢：相較矽元件，可以在更高溫度下運作，最高可超過500℃。儘管封裝限制了實際操作值，但高峰值容量顯示了可用餘量。相較矽元件，WBG閘極洩漏和導通電阻隨溫度變化也要小很多。 成本降低提高WBG元件吸引力 WBG元件成本一直高於矽，但卻在逐步降低，而連鎖式系統優勢在很大程度上抵消了這一點。例如，隨著效率提高，其他部件(例如散熱器)以及濾波器中的電感器和電容器尺寸、重量和成本也相應減小。更快的開關速度，使電源系統對負載變化的回應變得更快，馬達控制也更平滑，也讓基於WBG元件的電源系統變得更有吸引力。 總體而言，使用WBG元件帶來的優勢意味著可以將它們用於電源轉換的任何新應用，設備製造商也在不斷完善技術，從而使元件易於使用且堅固耐用，尤其是在短路和過電壓等故障條件下。英飛凌(Infineon)選擇了一種溝槽架構(圖4左)，可在低閘極電場強度下實現低溝道電阻，從而提高了閘極氧化物介面之可靠性。該公司的增強型GaN高電子移動率電晶體(HEMT)元件則採用平面架構(圖4右)，並且與SiC FET不同，它們沒有本體二極體(Body Diodes)，使其特別適合於「硬開關」應用。GaN元件額定電壓為600V，而SiC額定電壓則為1,200V或更高，但在特定電壓額定值下，GaN RDS(ON)理論極限約比SiC好10倍。 圖4　英飛凌的SiC(左)與GaN(右) FET結構對照 意法半導體(ST)則宣稱其1,200V SiC MOSFET具有業界最高額定溫度200℃，並且在溫度範圍內具有同類領先極低導通電阻。非常快速且堅固的本體二極體避免了外部二極體需求，從而節省了馬達驅動器等應用中換向電路空間和成本。 羅姆(ROHM)在SiC MOSFET市場中也有產品供貨，其最新元件具備高成本效益和突破性能。ROHM據稱開發了業界首款具有共封裝(Co-packaged)的反平行SiC肖特基屏障(Schottky Barrier)二極體SiC MOSFET，可滿足要求苛刻的換向開關應用要求。 WBG市場上的另一家供應商GaN Systems，則專注於其獲得專利的封裝技術，從而可最大限度地利用GaN速度和低導通電阻。其「島嶼技術(Island Technology)」將HEMT單元矩陣與橫向佈置金屬條垂直連接，以降低電感、電阻、尺寸和成本。此外，該公司GaNPX封裝技術沒有引線鍵合，可提供最佳熱性能，高電流密度和低外形。 GaN市場的一家先驅公司Panasonic推出了擁有專利技術的X-GaN元件，以實現「常關」運作而不會出現GaN中的「電流崩塌(Current Collapse)」現象，這種效應源於汲極和源極之間捕獲電子在施加高壓期間可以暫態增大導通電阻，可能導致設備故障(圖5)。Panasonic閘極注入電晶體(GIT)技術能夠產生真正的「常關」 GaN元件，可用與Si MOSFET電平相容的閘極電壓來驅動。 圖5　Panasonic GaN單元不會有「電流崩塌」現象出現 WBG元件普及可期 WBG在功能層面勝過矽，當下的應用障礙只是成本、易用性和所展示的可靠性。WBG元件製造商已經在解決這些問題，並且大規模生產已成為現實，預期在所有市場領域中都有積極應用。 (本文作者任職於貿澤電子)

乙太網路供電(PoE)經現有乙太網路基礎設施提供靈活、可靠且安全的電源來解決這些問題，且自從2003年由IEEE首次發布以來已取得飛躍性的發展。最新的IEEE 802.3bt批准則使其成為市場上的佼佼者，透過Cat5/Cat6電纜提供10G-BASE-T和60W至90W的功率。 電源功率不斷提升　推進聯網設備規格更新 最初，Type1電源設備或PSE只能提供最高15.4W的功率，Type2增加一倍達到30W。2018年9月發布的Type3和Type4的功率分別達到60W和90W，打開啟用聯網設備世界的大門，這些設備包括無線和蜂巢式基地台、平移傾斜變焦(PZT)和監視器、電視、互動式顯示器和資訊站。單根低壓電纜同時配以專用高速通訊，使布線更少，是物聯網(IoT)和工業物聯網(IIoT)的智慧樓宇維護和安裝的理想選擇。 乙太網路供電是有線通訊和供電系統，使用現有的乙太網路為端點設備供電。在這些系統中，電源設備(PSE)經由八根電線提供電源，這些電線布置成四對雙絞線(Cat5/Cat5e/Cat6/Cat6a)電纜，採用RJ45型連接器連接到受電設備(PD)。PSE向端點提供高達57V的電壓。由於該電壓小於60V，因此符合安全特低電壓指令(SELV)，使電氣安全並且不需要有資質的電工或掩埋電纜，進而簡化了安裝和維護流程。該標準將每個埠的功率限制為90W，成為乙太網路電纜傳輸的最大功率。 該標準最初定於2017年發布，在正式發布之前不斷更新，以確保與以前的版本相容。PoE最新規範的更新IEEE 802.3bt導入Type3和Type4電源設備和受電設備。為了提供更高的電流，新標準允許同時使用兩種功率模式(模式A和模式B)，通常稱為四對或4PPOE，經由四對而不是Type1和Type2供電。添加的三類，即五至八類，具有改進的相互識別過程和自動分類功能。此更新還帶來更低的待機功耗，並支援10G-BASE-T和PoE。 PoE設計確保設備電源要素 設計受電設備時，要考慮許多功能，包括運作模式、PD檢測和分類。為了避免損壞非PoE的設備，PSE必須在提供電源之前檢測是否已連接受電設備。使用有效特徵檢測PD模式，並在受電設備中使用25kΩ電阻去實施。當PSE提供兩個連續的電壓(V1=2.7V和V2=10.1V)用於電阻檢測時，它記錄電流值，確定PD的存在，然後啟動為設備供電。圖1為啟動期間的電阻檢測階段。 圖1　啟動階段的波形 在分類階段，確定受電設備的最大功率要求。連接到PD的PoE控制器的另一個電阻指示功率範圍。表1顯示單特徵PD的不同類別及其最大平均功率。類別與Type不同，它涉及所連接設備的特定功率。在IEEE 802.3af/at(Type1和Type2設備)中，使用單特徵PD。IEEE 802.3bt添加雙特徵PD，其中每種模式或替代方案(A和B)使用單獨的輸入橋式整流器和PD控制器。 圖3　四對PoE功率傳輸 可選的分類擴展是自動分類。在自動分類中，PSE會測量特定時間段內連接的PD的功耗，進而可以確定PD所需的最大功率。自動分類絕不會使用雙特徵PD來實現。表1及列出新類別和類型在受電設備接收到的功率以及每種類型支援的模式。一旦檢測到受電設備並確定類別，就必須保持電源特徵。對於Type1和Type2設備，所需的最小功率特徵為10mA，工作週期為20%。為使埠保持啟動狀態，浪費至少2.31mA的平均電流。50V時能夠達到115mW，在更大的部署中很快地相加。對於Type3和Type4供電設備，工作週期降低到1.875%，這使得每個設備的功率小於10mW，進而使待機功耗降低90%。在網路上存在大量設備的聯網照明應用中，嚴格要求MPS。即使對無線回傳、Wi-Fi接入點和安防攝影機等始終聯網的設備來說，它雖非關鍵但仍是必需。 三種PoE模式實現穩定電壓輸出 功率分配分為三種模式：模式A、模式B(也稱為替代A和替代B)和四對。對於10BASE-T/100BASE-TX，在模式A下，電源與資料對1-2和3-6同時傳送。模式B由備用對4-5和7-8供電。在1000BASE-T應用(四對)中，模式A和模式B的電力也同時由四對傳輸。使用標準乙太網路變壓器的中心抽頭提取共模電壓，然後DC-DC轉換器為系統提供穩定的輸出電壓。圖2為Type1和Type2應用的模式A和模式B供電，圖3則是Type3和Type4中4對模式的接線。 圖2　模式A和模式B PoE功率傳輸 設計使用PoE的設備時，須考慮互連電纜。乙太網路的電纜長度最大為100m，具有直流電阻，同時會降低電壓並因發熱而耗散功率。5類或Cat5電纜是乙太網網路中使用的雙絞線電纜，用於在PoE網路中供電，支援高達100MHz，適用於10/100/1000BASE-T。類別6或Cat6是對Cat5電纜的改進，並支援高達500MHz，適用於10GBASE-T的乙太網路速度。 一根100m的Cat5電纜直流電阻為12.5Ω；其中Cat6的電纜每100m的直流電阻為7Ω。傳輸損耗隨著差分對中電流的增加而增加。在25W PD的典型輸入電壓為50V的情況下，電流為0.5A。這在Cat5中的傳輸損耗總計為2.5W，在Cat6中的傳輸損耗總計為1.75W，這些損耗因發熱而耗散。對於90W的設備，此傳輸損耗在四對之間共用，每對為930mA，PSE至少為52V。在Cat5中為17.30W，而在Cat6中為2×6.05W，表示Cat5對於任何應用都足夠安全。 MOSFET加強封裝　解決高功率耗損　 安裝電纜時應仔細考慮布線，事先斟酌電纜長度和設備電源之間的平衡，以提高效能和降低電纜損壞的風險。受電設備控制器進行轉換，並透過附加的DC-DC轉換器調節PD側的輸入電壓。二極體橋是用於典型PoE設備的一種低成本方案，可以滿足低功率設備所需，但是隨著功率的增加，此方案開始出現問題。在25.5W，最小42.5V的情況下，估計0.6A電流流經二極體橋。每個二極體的正向電壓為0.7V，每個二極體的功率損耗為420mW。在90W的系統之中，現在的電流為3.7A，每個二極體的功率損耗為2.59W。 MOSFET方法比常規二極體橋改善導通損耗和效能。例如安森美半導體(On Semiconductor)的第一代GreenBridge系列整合雙P溝道和雙N溝道MOSFET(FDMQ8203)系列提供緊湊且熱增強的表面貼裝封裝，可以有效解決此問題(圖4)。導通損耗與MOSFET的RDS(ON)值有關。對於25W系統，在N溝道和P溝道MOSFET的RDS(ON)分別為110mΩ和190mΩ的情況下，計算出耗散功率為115mW。這是二極體電橋功耗的四分之一。在90W的示例中，3.7A的導通損耗為354mW，低至二極體方案的13%。節能的幅度看似微小，但是在使用數百個PoE感測器的大樓管理系統中，可以見到顯著的差異(圖5)。 圖4　GreenBridge方案對比二極體橋 圖5　GreenBridge FDMQ8203 Quad MOSFET方案 第二代QuadMOSFET方案(FDMQ8025A)則提供更高的額定功率、高效能的橋式整流器以及必要的門極驅動器，採用與第一代相同的小MPL 4.5×5mm封裝，和更小的RDS(ON)，N通道MOSFET僅35mΩ，P通道MOSFET僅76mΩ。 圖6 NCP1095GEVB/NCP1096GEVB評估板 安森美半導體還提供PoE-PD介面控制器，多種設備都可成為相容802.3af/at和-3bt的受電設備。NCP1095和NCP1096介面控制器含在PoE系統中運作所需的所有功能，如浪湧階段的檢測、分類、自動分類和電流限制。兩個控制器採用內/外部傳輸電晶體，支援高達90W的功率，還能指示何時可以實施簡短的維持電源特徵，而附加的輔助電源檢測支援由PoE或牆式插頭供電。此外，NCP1095GEVB和NCP1096GEVB評估板使設計工程師可以快速評估兩個控制器的運作，然後實施有助於設計過程的物理設計，包括GreenBridge2橋式整流器、RJ45連接器和局域網路(LAN)變壓器。 PoE-PD整合促乙太網路供電具競爭力 IEEE 802.3bt乙太網跨供電標準為更多耗電設備打開市場，功耗的增加帶來新的挑戰，若是採用安森美半導體的PoE-PD方案來解決，該方案整合GreenBridge橋式整流器Quad MOSFET和易於實施的PoE-PD控制器。可有效降低新產品的風險並縮短上市時間，使乙太網路供電成為物聯網領域的重要市場競爭優勢。 (本文作者為安森美行銷經理)  

雙脈衝測試是設計人員要瞭解功率裝置切換特性的標準程序。為方便測試1200 V CoolSiC MOSFET採用 TO247 3 針腳和 4 針腳封裝的驅動選項，英飛凌(infineon)推出模組化評估平台，其核心包含一個主板與可互換的驅動器卡板，驅動器選項包括米勒鉗制和雙極供電卡；其他版本將於近期內推出。該產品系列有助於推動碳化矽成為主流，縮短多種應用的上市時程。 評估平台的主板分為一次側和二次側兩個區塊。一次側含12V供電及脈衝寬度調變(PWM)；二次側為驅動器的第二供電來源，以及包含用於測量電流和外部電感分流連接的半橋。驅動器的正操作電壓調整範圍介於+7.5至+20V之間，負電壓介於+1V至-4.5V。主板設計的最高電壓為 800 V，最大脈衝電流為130A。如要測量到最高175°C的溫度，可將散熱器搭配加熱元件使用。 驅動器卡板採用EiceDRIVER系列的驅動器 IC，適合SiC功率裝置的高頻切換，可提供兩種驅動器選項的參考設計。第一個模組化驅動器卡板內含1EDC Compact 1EDC20I12MH，整合主動米勒鉗制，啟動電壓通常低於 2 V。第二個驅動器卡板內含1EDC Compact 1EDC60H12AH，可提供雙極供電，VCC2 為 +15 V，GND2 為負電壓。本產品系列新添這兩款驅動器卡板後，將涵蓋設計人員在設計 SiC MOSFET...

穿過隔離層移動訊號和電源對設計工程師而言是一項常見的挑戰。為了提高安全性和抗噪，或產生較大的電位元差時，可能需要在不同系統領域間進行隔離。如手機充電器透過內部隔離，可以在連接器短路時防止用戶觸電。而在工廠機器人等其他應用中，敏感控制電路單獨接地，並與產生較大直流電流、噪音和接地反彈的馬達進行隔離。 通訊和感應通常在隔離層中進行。具有控制器區域網路(CAN)或CAN靈活資料傳輸速率(FD)通訊協定的汽車應用，透過整合隔離和收發器元件的隔離式CAN收發器，可以將這些訊號和汽車的高壓側隔離。工業應用也可以使用CAN協定和RS-485協定進行遠距離序列通訊。與隔離CAN和CANFD訊號雷同，設計工程師可以使用專門為RS-485協定設計的隔離式收發器。保護繼電器使用隔離式電流和電壓感測器來感測電網中的電力輸送。牽引逆變器和馬達驅動器接收馬達控制器發出的脈衝寬度調變訊號，然後訊號經過隔離器向閘極驅動器發出開啟或關閉絕緣柵雙極電晶體的指令。 隔離偏置轉換器可透過從隔離層一側提供另一側偏置電源，實現隔離通訊和感應。電流和電壓感測器、數位隔離器和閘極驅動器通常需15W以下甚至低至幾十毫瓦的電源。圖1為上述每個應用的範例。 圖1　隔離式偏置應用 隔離式DC/DC偏置電源應用多 無論是具有外部電源開關的控制器、集結了多個電源開關和控制器的轉換器，或是整合控制器、電源開關和變壓器為一體的電源模組，都有許多可提供隔離式偏置電源的解決方案。因為偏置電源解決方案的種類廣泛，涉及的應用也五花八門，為了以最低成本符合各類規格，全面瞭解應用需求至關重要。設計人員至少應該瞭解偏置電源的輸入電壓範圍、輸出電壓和輸出功率需求。 有些應用需要多個偏置電壓，因此確定每個輸出的可接受調節範圍為關鍵。隔離等級、操作環境溫度範圍、電磁干擾(EMI)和電磁相容性(EMC)等系統要求會進一步影響設計決策。表1從較廣泛的角度展示隔離式偏置轉換器的四種規格範例。 接下來介紹隔離式偏置電源拓撲的一些範例。 返馳式架構靈活調節/隔離/輸出 返馳式轉換器是一種眾所皆知的拓撲架構，數十年來被廣泛應用。這種電源轉換器因擁有靈活性和低成本等特點，可用於多種應用。透過整合場效電晶體(FET)和一次側控制等增強功能，這種拓撲結構更受矚目。 相較順向、推挽和半橋型等降壓拓撲，返馳式拓撲僅需要一個初級開關、一個整流器和一個類似變壓器的耦合電感器，如圖2為轉換器的簡化電路圖。當初級開關打開時，輸入電壓會施加在初級線圈上，在變壓器的氣隙內儲存能量。在這種情況下，僅有輸出電容器能給輸出負載供電。初級開關關閉時，儲存在變壓器中的能量通過整流器輸送到次級側，為負載和輸出電容器供電。 圖2　返馳式轉換器 返馳式轉換器完全可作為偏置轉換器，原因為返馳式轉換器能在一個轉換階段內實現調節和隔離，也可靈活用於多個輸出。因此讀者可選擇輸出繞組的數量，隨後在變壓器上纏繞線圈，借此支援自身選擇的配置。輸出繞組上的電壓是工作週期和初級到次級繞組匝數比的函數；同時為滿足系統隔離需求，也可以將每個輸出端作為不同的接地基準點。此外，返馳式轉換器的其他優勢，包括相對較低的成本和寬輸入輸出工作電壓範圍。 為實現最佳性能，正確設計返馳式變壓器非常重要。變壓器應有良好的耦合力且漏電感低，以實現最高效率和最佳調節，尤其是在多輸出的情況下。然而還必須限制初級和次級側間的寄生電感，以防止產生過多的電磁干擾(EMI)。 隔離式偏置電源拓撲實現穩定控制 如德州儀器(TI)用於搭建隔離式偏置電源的專用拓撲—Fly-Buck轉換器，其工作輸入電壓可高達100V。與返馳式轉換器相同，金屬氧化物半導體場效電晶體(MOSFET)通常整合在積體電路(IC)內，可輕鬆實現初級側控制。圖3所示為Fly-Buck轉換器。該拓撲採用同步降壓轉換器和耦合電感器來產生一個或多個隔離式輸出；當高側開關打開時，初級側則作為降壓轉換器運作，次級繞組電流為零；而當高側開關關閉且低側開關打開時，初級側則利用其儲存的能量對次級側供電。 圖3　Fly-Buck轉換器 推挽式變壓驅動器彈性又降噪 推挽式變壓驅動器是適用於低噪聲、小型隔離式電源的常用解決方案，由具有嚴格電壓調節功能的輸入軌供電，以開環模式運作，固定工作週期50%。整合MOSFET到積體電路中，可實現緊湊的電磁解決方案。 圖4所示為推挽式拓撲。推挽式拓撲是順向雙端拓撲，有兩個MOSFET作為接地基準，因此毋須外部自舉電路。與單端順向拓撲轉換器類似，FET的電壓應力是輸入電壓的兩倍。兩個MOSFET每隔半個週期切換一次，工作週期為50%，驅動變壓器裡中心抽頭的繞組。 圖4　推挽式變壓驅動器 同步降壓轉換器非常普遍，因而使得Fly-Buck轉換器拓撲備受青睞。由於回饋迴路可以在初級輸出電壓處閉合，該轉換器不需要額外的輔助繞組或光絕緣器來進行控制。同時，因耦合電感器的結構靈活，匝數比、額定絕緣等級、次級繞組數和PWM工作週期都可控制，因此適用於多種應用。 與返馳式轉換器相同，耦合電感器也必須合理設計，尤其注意要在限制初級到次級的寄生電容時控制漏電感。對於需要100V以上輸入的應用，可以使用具有外部MOSFET的Fly-Buck轉換器。 推挽式變壓驅動器是一種普遍的隔離式偏置電源解決方案，原因是其具有靈活性，能支援多路輸出；其開環配置省去回饋迴路，進而簡化設計。該變壓器具有較低的初級和次級電容，相較返馳式和Fly-Buck轉換器能降低共模噪音。此外，推挽式拓撲能更有效利用變壓器鐵芯的磁化電流，以實現比返馳式和Fly-Buck轉換器更小的磁解決方案。 即使變壓驅動器具有許多優點，但也應注意權衡利弊。不同於返馳式和Fly-Buck轉換器，變壓驅動器不支援寬輸入電壓範圍，需要嚴格調節輸入電壓；且由於沒有閉合迴路，不容易滿足輸出電壓反饋調節需求，可能需要低壓差線性穩壓器(LDO)。 電源模組常搭配隔離式偏置轉換器 電壓模組具有數十年的發展歷史。這類解決方案非常普遍，與離散式電源相比可顯著提高整合度。電源模組種類繁多，可提供輸入電壓、輸出電壓、輸出功率、輸出數量、隔離等級和調節等選項。 一般電源模組內部運作的原理，其拓撲包括變壓驅動器，與離散式拓撲雷同；某些元件可能整合成一個輸出LDO作為調節。 電源模組為大部分的隔離式偏置轉換器應用提供多種選項，因為毋須規定、設計或選擇變壓器，可以大幅簡化設計過程，只需加入輸入和輸出去耦電容就可以開始設計。同樣地，也提供同步、輸出電壓選擇、賦能和錯誤訊號等其他選項。 在使用專門配置輸出數量和變壓器匝數比的模組時，可能會降低靈活性。與額定環境溫度為125℃的模組相比，55℃和85℃選項的模組更受青睞；同樣地，採用完全增強式隔離的模組數量也不及採用功能型或基本隔離的模組。 未來偏置解決方案趨向整合 變壓器設計的創新和更高頻率的拓撲可使IC設計者將變壓器和矽整合到一個IC中，而終端用戶不需再設計變壓器或降低系統性能，便能獲得小型輕量級的隔離式DC/DC偏置電源。圖5所示為德州儀器偏置電源UCC12050的原理圖，儘管看起來與具有整合功率級和整流器的電源模組類似，但研究其運作後發現，其開關頻率比電源模組高很多。 圖5　UCC12050隔離式DC/DC偏置電源 相較開關頻率較低的其他電源，該電源的高度和重量都顯著降低；若使用內部拓撲控制方案，毋需LDO或外部回饋元件即可實現閉合迴路運作，因此可為各種隔離式DC/DC偏置電源應用帶來許多優勢。其設計使用EMI最佳化變壓器，初級側至次級側之間的電容僅為3.5pF，採用雜訊控制方案。毋需鐵氧體磁珠或LDO，雙層PCB解決方案本身即符合CISPR32B類標準。該裝置性能強勁，增強型隔離額定值為5kVrms，額定工作電壓為1.2kVrms，可在125℃環境溫度下運作。該裝置系列還包括UCC12040，其基本隔離額定值為3kVrms，額定工作電壓為800Vrms。 表2則對上述各種拓撲進行比較，可藉此看出，具有外部變壓器的拓撲能帶來較大的靈活性，而電源模組和UCC12050簡便易用。 現今已有許多隔離式電源可以選擇，但仍須瞭解輸出數量、調節需求、輸出功率、隔離等級、工作溫度和輸入電壓範圍等系統級規格。 (本文作者為德州儀器業務主管)

透過總結上個世紀的經驗，汽車製造商對會干擾運作、造成損壞的電子狀況和瞬變進行分類。國際標準組織(ISO)對業界知識進行編譯，並制定出適用於道路車輛的ISO 16750-2和ISO 7367-2規範。汽車電子控制單元(ECU)使用的電源至少應該能夠承受這些狀況，且不造成損壞。至於關鍵系統，則必須保持功能性和容差。這需要電源透過瞬變調節輸出電壓，以保持ECU運作。在理想的情況下，完整的電源解決方案毋需使用保險絲，而可以最大限度地降低功耗，且採用低靜態電流，在不耗盡電池電量的情況下保持支援系統開啟。 ISO 16750-2合併多方案解決汽車電子系統挑戰 在最近的反覆運算中，ISO 7367-2電磁相容規範主要介紹來自相對較高的阻抗源(2Ω至50Ω)的大幅度(>100V)、短時持續(150ns至2ms)瞬變。這些電壓峰值通常可以使用被動元件消除。圖1顯示定義的ISO 7367-2脈衝1，以及增加的330μF旁路電容。電容將尖峰幅度從-150V降低至-16V，完全在反向電池保護電路支援的範圍內。ISO 7367-2脈衝2a、3a和3b的能耗遠低於脈衝1，所需的抑制電容也更少。 圖1　ISO 7367-2：具備和不具備330μF旁路電容的脈衝1 ISO 16750-2主要介紹來自低阻抗源的長脈衝。這些瞬變無法輕鬆過濾，通常需要使用基於穩壓器的主動式解決方案。一些更具挑戰性的測試包括：負載突降(測試4.6.4)、電池反接(測試4.7)、疊加交變電壓測試(測試4.4)，以及引擎啟動工況(測試4.6.3)。圖2顯示了這些測試脈衝的視圖。ISO 16750-2中所示條件的差異性，加上ECU對電壓和電流的要求，通常需要合併使用這些方案，以滿足所有要求。 圖2　更嚴格的ISO 16750-2測試概述 TVS/降壓穩壓器慎防負載突降 負載突降(Load Dump)(ISO 16750-2：測試4.6.4)屬於嚴重的瞬態過壓，其模擬電池斷開，但交流發電機提供大量電流的情況。負載突降期間的峰值電壓被分為受抑制電壓或未受抑制電壓，由三相交流發電機的輸出是否使用雪崩二極體來決定。受抑制的負載突降脈衝限制在35V，不受抑制的脈衝峰值範圍則為79V至101V。無論是處於哪種情況，因為交流發電器定子繞組中儲存了大量的電磁能量，所以可能需要400ms進行恢復。雖然大部分汽車製造商使用雪崩二極體，但隨著人們對可靠性的要求不斷增高，使得一些製造商要求ECU的峰值負載突降電壓必須接近未受抑制情況下的電壓。 解決負載突降問題的方法之一，就是添加瞬變電壓抑制器(TVS)二極體，從局部箝位ECU電源。更精小、容差更嚴格的方法則是使用主動湧浪抑制器，例如LTC4364，該抑制器以線性方式控制串接的N通道MOSFET，將最大輸出電壓箝位至使用者配置的水準(例如27V)。湧浪抑制器可以幫助斷開輸出，支援可配置限流值和欠壓鎖定，且可使用背靠背NFET提供通常需要的反向電池保護。 對於線性穩壓功率元件，例如湧浪抑制器來說，其所存在的隱患在於，在負載突降期間限制輸出電壓，或者在短路輸出期間限制電流時，N通道MOSFET可能功耗較大。功率MOSFET的安全工作區域(SOA)限制最終會限制湧浪抑制器能夠提供的最大電流。它還提出了在N通道MOSFET必須關閉，以避免造成損壞之前，必須保持穩壓的時長限制(通常使用可配置計時器針腳設置)。這些SOA導致的限制隨著工作電壓升高變得更加嚴重，而增加了湧浪抑制器在24V和48V系統中使用的難度。 更具擴展性的方法是使用降壓穩壓器，該穩壓器可在42V輸入下運作。切換開關穩壓器與線性穩壓器不同，其並無MOSFET SOA限制，但顯然它更加複雜。降壓穩壓器的效率支援實施大電流操作，其頂部切換開關則允許輸出斷開，並支援電流限制。至於降壓穩壓器靜態電流問題，已由最新一代元件解決，這些元件僅消耗幾微安培電流，在無負載條件下也能保持穩壓。透過使用Silent Switcher技術和展頻技術，切換開關雜訊問題也得到大幅的改善。 此外，有些降壓穩壓器能按100%工作週期運作，保證頂部切換開關持續開啟，透過電感將輸入電壓傳輸到輸出。在過電壓或過電流條件下，會觸發切換開關操作，以分別限制輸出電壓或電流。這些降壓穩壓器作為切換開關湧浪抑制器使用，實現低雜訊、低損耗操作，同時保持切換開關模式電源的可靠性。 理想二極體控制器驅動降反向電壓功耗 當電池終端或跳線因為操作員故障反向連接時，會發生反向電壓條件(也稱為反向電池條件)。相關的ISO 16750-2脈衝(測試4.7)反覆對DUT施加-14V電壓，每次60秒。關於此測試，有些製造商增加了自己的動態版本，在突然施加反向偏置(4V)之前，先起始地為此元件供電(例如VIN=10.8V)。 快速研究資料手冊後發現，很少有IC設計可以接受反向偏置，其中IC的絕對最小針腳電壓一般限制在-0.3V。低於地的電壓如果超過一個二極體的電壓，會導致額外電流流過內部接面，例如ESD保護元件和功率MOSFET的二極體。在反向電池條件下，極化旁路電容(例如鋁電解電容)也可能受到損壞。 肖特基二極體可以防止反向電流，但在正常運行期間，正向電流更高時，這種方法會導致更大功耗。圖3所示為基於串接P通道MOSFET的簡單保護方案，這種方案可以降低功耗損失，但在低輸入電壓下(例如發動機啟動)，因為元件門檻電壓的原因，這種方案可能無法順暢運行。更加有效的方法是使用理想二極體控制器，以驅動串列N通道MOSFET，該MOSFET在負電壓時切斷輸入電壓。正常運作期間，理想二極體控制器調節N通道MOSFET的源漏電壓降低到30mV或更低，將正向壓降和功耗降低超過一個數量級(相較於肖特基二極體)。 主動整流器高頻輸入電壓護下游電路 疊加交變電壓測試(ISO 16750-2：測試4.4)模擬汽車的交流發電器的交流輸出的影響。正如其名，正弦訊號在電池軌道上疊加，峰值幅度為1V、2V或4V，具體由嚴重程度分類決定。對於所有嚴重性等級，最大輸入電壓為16V。正弦頻率以對數方式排列，範圍為50Hz至25kHz，然後在120秒內回到50Hz，總共重複5次。 本測試會導致在任何的互連濾波器網路內產生大幅度諧振低於25kHz的電流和電壓擺幅，它也會使切換開關穩壓器出現問題，其迴路頻寬限制使其難以透過高頻率輸入訊號進行調節。解決方案就像是中間整流元件，例如功率肖特基二極體，但對於反向電壓保護，這並不是一種解決問題的好方法。 在這種情況下，理想的二極體控制器無法像在反向電壓保護應用中一樣發揮作用，因為它無法足夠快速地切換開關N通道MOSFET，以和輸入保持同步。閘極上拉強度是其中一個限制因素，一般因為內部電荷泵限制在20μA左右。當理想的二極體控制器能夠快速關閉MOSFET時，開啟速度會非常慢，不適合對極低頻率以外的情況實施整流。 更合適的方法是使用LT8672主動整流器控制器，該控制器可以快速開關N通道MOSFET，以高達100kHz的頻率整流輸入電壓。主動整流器控制器是帶有兩個重要附加元件的理想二極體控制器，一個由輸入電壓增壓的大型電荷記憶體，另一個是快速開關N通道MOSFET的強勁閘極驅動器。相較於使用肖特基二極體，這種方法可以降低功率損失達90%以上。LT8672也和理想的二極體控制器一樣，保護下游電路不受電池反接影響。 MOSFET限制切換開關解決啟動工況 發動機啟動工況(ISO 16750-2：測試4.6.3)屬於極端欠壓瞬變，有時候指代冷啟動脈衝，這是因為在更低溫度下，會發生最糟糕的電池壓降。特別是當啟動器啟動時，12V電池電壓可能立刻降低到8V、6V、4.5V或3V，具體由嚴重程度分類決定(分別為I、IV、II和III級)。 有些系統中，低壓差(LDO)線性穩壓器或開關降壓穩壓器足以支援電源電軌因應這些瞬變，只要ECU電壓低於最低的輸入電壓。例如，如果最高的ECU輸出電壓為5V，且其必須達到嚴重程度等級IV(最低輸入電壓6V)，那麼使用壓差低於1V的穩壓器即可。發動機啟動工況電壓最低的分區只能持續15ms至20ms，所以大型旁路電容之後的整流元件(肖特基二極體、理想二極體控制器、主動整流器控制器)可能可經受這部分脈衝，如果電壓淨空短暫地下降至低於穩壓器壓降差。 但是，如果ECU必須支援高於最低輸入電壓的電壓，則需要使用升壓穩壓器。升壓穩壓器可以在高電流位準上，有效保持來自低於3V輸入與12V輸出電壓。但是升壓穩壓器還存在一個問題，從輸入到輸出的二極體路徑無法斷開，所以自然地電流在啟動時或者短路時不受限。為了防止電流失控，專用的升壓穩壓器整合湧浪抑制器前端來支援輸出斷開和限流，以及在使用背靠背N通道MOSFET時提供反向電壓保護。這個解決方案可以利用單個積體電路解決負載突降、發動機啟動和電池反接，但是可用電流受湧浪抑制器MOSFET的SOA限制。 四開關的升降壓穩壓器透過共用的電感來聯合同步降壓穩壓器和同步升壓穩壓器，以消除此限制。這種方法可以滿足負載突降和發動機啟動工況測試的要求，且電流位準或脈衝持續時間不會受到MOSFET SOA限制，同時還保有斷開輸出和限流的能力。 升降壓穩壓器的開關操作由輸入和輸出電壓之間的關係決定。如果輸入遠高於輸出，升壓頂部開關持續開啟，降壓功率級則降低輸入。同樣的，如果輸入遠低於輸出，降壓頂部切換開關持續開啟，升壓功率級則增高輸出。如果輸入和輸出大致相等(在10%至25%之間)，那麼降壓和升壓功率級會以交錯方式同時開啟。如此，可以透過僅對高於、約等於或低於輸出的輸入電壓實施穩壓所需的MOSFET限制切換開關，分別最大化各個開關區域(降壓、升降壓、升壓)的效率。 圖3匯總介紹了應對負載突降、反向輸入電壓、疊加交變電壓和發動機啟動工況測試的各種解決方案，以及各種方案的優缺點。可以得出幾個關鍵結論： ˙漏極面向輸入的串接N通道MOSFET極其有用，因為它可用於限流和斷開輸出，無論是它被用作切換開關(例如在降壓功率級中)或線性控制元件(例如在湧浪抑制器中)。 ˙涉及反向輸入保護和疊加交變電壓時，使用N通道MOSFET作為整流元件(面向輸入的源極)可以大幅降低功率損失和壓降(相較於使用肖特基二極體)。 圖3　解決困難的ISO 16750-2測試採不同方法 ˙相較於線性穩壓器，使用切換開關模式電源更合適，因為它可以消除功率元件的SOA導致的可靠性問題和輸出電流限制。它可以無限調節輸入電壓極限值，而線性穩壓器和被動解決方案本身存在時間限制，這種限制會令設計更加複雜。 ˙升壓穩壓器不見得需要使用，具體由啟動工況的分類和ECU(必須提供的最高電壓是多少)的詳情決定。 如果需要升壓穩壓，那麼四開關升降壓穩壓器會將上述需要的特質融合到單個元件中。它可以在高電流位準下，有效地調節嚴重欠壓和過壓瞬變，以延長持續時間。從應用的角度來看，這使其成為最可靠和簡單的方法，但其設計複雜性也會增加。然而，典型的四開關升降壓穩壓器存在一些缺點。其一，不能自然提供反向電池保護，必須使用額外電路來解決這個問題。 四開關升降壓穩壓器存在的主要問題在於，它大部分運作壽命都消耗在效率更低、雜訊更高的升降壓-壓開關區域。當輸入電壓非常接近輸出電壓(VIN~VOUT)時，所有4個N通道MOSFET都會主動開啟，以保持穩壓。隨著開關損耗增大，以及使用最大的閘極驅動電流，效率降低。當降壓和升壓功率級熱迴路都啟用，穩壓器輸入和輸出電流出現斷續，這個區域內的輻射和導電EMI性能會受到影響。四開關升降壓穩壓器可以調節偶然出現的大幅度欠壓和瞬態過壓，但需要使用高靜態電流、降低效率，並且在更常見、常規的轉換區域產生更高雜訊。 帶通模式消開關損失/EMI達高效 LT8210是四開關升降壓DC/DC控制器，可以按照慣例使用固定輸出電壓運作，且支援新Pass-Thru工作模式(圖4)，可以透過可配置的輸入電壓視窗消除開關損失和EMI。該控制器在2.8V至100V範圍內運作，可以調節發動機啟動期間最嚴重的電池壓降，也可以調節未受抑制的負載突降的峰值幅度。它提供-40V反向電池保護，透過增加單個N通道MOSFET而實現(圖5中的DG)。 圖4　支援帶通模式的升降壓控制器解決了汽車標準測試帶來的許多問題 在帶通模式下，當輸入電壓在視窗之外時，輸出電壓被調節至電壓視窗的邊緣。視窗頂部和底部通過FB2和FB1電阻分壓器配置。當輸入電壓在此視窗之內時，頂部切換開關(A和D)持續開啟，直接將輸入電壓傳輸至輸出。在不開關狀態下，LT8210的總靜態電流降低至數十微安培。不開關意謂著沒有EMI和切換開關損失，所以效率高達99.9%以上。 對於兩方面都想實現最佳效果的使用者來說，可以使用LT8210，它可以透過切換MODE1和MODE2針腳，在不同的工作模式之間切換。換句話說，LT8210在某些情況下可以作為具有固定輸出電壓(CCM、DCM或Burst Mode)的傳統的升降壓穩壓器運作，然後，在應用條件變化時，轉而採用帶通模式。對於常開系統和啟停應用而言，這個特性非常有用。 帶通解決方案提高低電流效率 圖5所示的帶通解決方案將視窗中8V和17V的輸入傳輸至輸出。當輸入電壓高於帶通視窗時，LT8210將該電壓降低至經過調節的17V輸出。如果輸入降低至低於8V，LT8210將輸出電壓升高至8V。如果電流超過電感限流或設定的平均限流(透過IMON針腳)，便提供保護特性在帶通視窗中觸發開關操作以控制電流。 圖5　此3V至100V輸入升降壓控制器以8V至17V帶通輸出運作 圖6、圖7和圖8分別顯示LT8210電路對負載突降、反向電壓和啟動工況測試做出的反應。圖9和圖10顯示在帶通視窗下，實現的效率改善和可以實現的低電流操作(低電流時的效率令人驚訝)。圖11則顯示帶通模式和CCM操作之間的動態轉換。 圖6　對未受抑制的負載突降的帶通回應 圖7　LT8210對電池反接的回應   圖8　對發動機冷啟動的帶通回應 圖9　CCM和帶通操作的效率 圖10　在帶通模式(VIN=12V)下，無負載輸入電流 圖11　帶通和CCM操作之間的動態轉換 電池反接/帶通模式並行　 促升降電壓無開關/雜訊耗損 為汽車電子系統設計電源時，LT8210四開關升降壓DC/DC控制器透過其2.8V至100V輸入工作範圍、內建的反向電池保護和其新帶通工作模式提供良好的解決方案。帶通模式可以改善升降壓操作，實現零開關雜訊、零開關損失，以及超低的靜態電流，同時將輸出調節至使用者配置的視窗水準，而不是固定電壓。輸出電壓的最小和最大值與例如負載突降和冷開機期間的大幅度瞬變相綁定，沒有MOSFET SOA或者由線性狀況導致的電流或時間限制。 新型LT8210控制方案支援在不同的開關區域(升壓、升降壓、降壓和不開關)之間實現乾淨快速的瞬變，因此能夠調節輸入中的大訊號和高頻率交流電壓。LT8210可以在帶通操作模式和傳統的固定輸出電壓、升降壓操作模式(CCM、DCM或Burst模式)之間切換並保持運作，固定輸出可以設定為帶通視窗中的任何電壓(例如在8V至16V視窗中，VOUT=12V)。這種靈活性使得用戶能夠在帶通和常規的升降壓操作之間切換，利用帶通模式的低雜訊、低IQ和高效率操作，在CCM、DCM或Burst模式下實現更精確的穩壓和更出色的瞬態回應。 (本文作者任職於ADI)

東芝(Toshiba)日前推出80V N溝道功率MOSFET為採用最新一代製程的「U-MOS X-H系列」。 產品適用於資料中心和通訊基地台中所用的工業設備的開關電源。 新產品為兩款封裝，一款為採用表面黏著SOP Advance封裝的TPH2R408QM以及TSON Advance封裝的TPN19008QM，並於即日起出貨。 由於採用了最新一代製程技術，比當前製程U-MOS VIII-H系列中的80V產品相比，新款80V U-MOS X-H產品的漏源導通電阻降低了大約40%。透過最佳化元件結構，漏源導通電阻與閘極電荷特性之間的平衡也得到了改善，此款IC可提供業界較低功耗。 應用場合包括開關電源(高效率AC-DC轉換器、DC-DC轉換器等)以及馬達控制設備(馬達驅動器等)；至於產品特性包含低功耗(透過改善導通電阻與閘極電荷特性之間的平衡)、高額定通道溫度：Tch＝175℃。而該產品低導通電阻：VGS=10V(TPH2R40QM)時，RDS(ON)=2.43mΩ(最大值)；VGS=10V(TPN19008QM)時，RDS(ON)=19mΩ(最大值)

服務型機器人是高度複雜的系統，其中強調設計日趨精巧的極限，以及高效率和可靠性。這類機器人不但尺寸小，技術參數和要求也同樣嚴格。能源效率、續航力長的電池、小巧外型和出色的硬體熱管理，是機器人設計滿足及超越使用者期望的關鍵。如果考量軟體元件，連線服務型機器人資料保護、驗證及授權也是消費者最重視的項目。機器人專案成功與否，往往取決於所需半導體解決方案的可用性和擴充性。本文將探討不同機器人驅動器技術的使用案例和優點，其中特別關注MOSFET、封裝和高切換頻率解決方案，如氮化鎵(GaN)。 圖1　服務型機器人近年廣為工業使用 服務型機器人常見系統架構 在大多數情況下，最常見的機器人架構包括中央處理器(CPU)、電源/電池管理單元、電池充電器、無線通訊(COM)模組、人機介面(HMI)、感測器和驅動模組(有刷和無刷馬達)。部分機器人並沒有本文探討的所有元件，但以上架構仍可作為良好的系統概述。 主CPU是中樞大腦，執行大部分的系統智慧功能。此處理器負責系統協調，以排程獨立的方式命令不同模組執行工作。其餘模組則執行指令，並將狀態回報主CPU(圖2)。 圖2　常見機器人系統架構方塊圖 大多數服務型機器人都是以電池驅動，以便靈活運動。這類機器人採用內建充電器，可直接連接交流電網。在這類情況下，機器人內部包含充電器，以產生高電壓DC位準，並由電源管理單元進一步繼續處理。無線充電功能是這項應用的新興趨勢，特別是需要連續工作的機器人，因為無線充電可讓機器人一邊充電一邊運作。 如前所述，現今大多數機器人系統為電池驅動，因此電源/電池管理單元在架構中相當普遍。電池管理單元負責處理電池的整體狀況(包括健康狀態和安全)，同時也提供保護，避免受系統過壓或過電流影響。在電池模組中，安全性(包括身分驗證)是需要考慮的關鍵因素。電池也仰賴通用微控制器實作輔助功能，例如電池系統的計量或監控。除電池管理單元外，電源管理單元以穩定方式為其餘模組控制所需的電壓軌(12V、5V或3.3V)，向機器人內部的不同元件供電。其中可以採用固定或可調整的降壓轉換器控制器，或使用線性穩壓器。 機器人配備無線通訊模組，能夠與其他機器人或控制單元等系統互連，即時指揮完整的機器人隊。通訊通常採用Wi-Fi或藍牙技術。在許多情況下，本機控制器負責通訊程序，作為機器人主控制器和外部世界之間的閘道。 越來越多機器人與人類有一定程度的互動。簡單的顯示器或甚至高解析度顯示器可實現人機介面，但LED燈也可用於向使用者提供資訊或反饋。一旦機器人具備足夠智慧，能夠透過語言與使用者互動，因此需要語音輸入及輸出裝置。 此外，服務型機器人設計可以考慮採用不同類型的感測器。驅動器通常會採用位置感測器(霍爾感測器、編碼器)、速度、角度或電流感測器。如果機器人需要精確瞭解其環境，就需要更多類型的感測器，例如用於運動感測的雷達感測器(距離和方向)、氣壓感測器，或用於物體識別的3D影像感測器。對周圍環境的感應能力，提升了機器人的自主能力，特別是部署在擁擠倉庫等複雜環境時。 最後，驅動器模組也是常見系統架構的一部分。若需要精確定位、高速或安靜運作，設計人員將決定結合無刷DC(BLDC)馬達和一組位置感測器；或如果低效能馬達控制(慢速、低精度)足以因應需求，設計人員將選擇有刷馬達，受益於該類解決方案較低的成本。此外，也有機器人應用同時採用有刷和無刷馬達，以同時滿足效能和成本效益等目標。 簡單敘述服務型機器人背後的主要技術結構之後，接下來將揭露傳導損耗如何影響機器人整體效能，以及可用於減輕這類損耗的半導體解決方案和技術。 加強MOSFET品質因素 減少切換/傳導損耗 最佳化機器人電池壽命方法之一，就是提升機器人馬達的效率，以減少功率損耗。在馬達應用中，傳導和切換損耗都是重點。像是半導體商英飛凌(Infineon)便加強MOSFET的品質因數，其中特別重視降低MOSFET的RDS(ON)(汲極至源極導通電阻)及閘極電荷(電容)，在每代產品中盡可能降低這兩種損耗。 若視控制方法而定，便可發現不同損耗。使用同步整流時，如果電流飛輪通過其本體二極體，低側MOSFET就會導通。這大幅降低本體二極體的傳導損耗(PLoss=IF×VF)，因為新一代產品的MOSFET RDS(ON)值越來越低；不過低側二極體仍是主要的損耗來源之一。為了解決這項問題，採用整合式肖特基二極體的MOSFET，可降低正向電壓，進而將二極體功率損耗降到最低。這類產品稱為OptiMOS FD(快速二極體)，可透過字尾LSI識別，例如BSC010N04LSI。 圖3顯示功率損耗分析，於使用區塊整流PWM(6階)搭配同步整流的三相變頻器之中測量。供應電壓為18V，選擇用於比較的MOSFET為LS和LSI版本的BSC010N04。 圖3　功率損耗分析，顯示高側(HS)及低側(LS)MOSFET及本體二極體(D)損耗的傳導(Cond-)及切換(SW-)損耗。低側本體二極體損耗主要為傳導損耗，可使用LSI零件降低。 燭光圖清楚顯示傳導(Cond-)及切換(SW-)損耗，在高側(HS)及低側(LS)MOSFET都扮演重要角色。其中有三項與此有關的主要發現： 1.低側MOSFET允許軟切換，因此切換損耗可忽略不計。 2.低側二極體的傳導損耗，是迄今為止最主要的損耗來源。 3.LSI(快速二極體)版MOSFET採用整合式肖特基二極體，大約可降低25%的傳導損耗，降低幅度取決於電流位準等系統條件。 切換損耗與切換頻率密切相關。機器人變頻器的常見頻率範圍為10kHz至40kHz。切換頻率越高，損耗越大。像是英飛凌的OptiMOS解決方案提供低RDS(ON)及低電荷MOSFET，可大幅降低這兩種損耗；不過損耗不可避免，電源切換時也一定會產生熱。因此熱管理是驅動器設計的主要挑戰之一，特別是在考量小型機器人手臂等高功率密度裝置時。 DirectFET封裝(圖4)為雙側冷卻封裝，直接連接金屬封裝及內部的矽晶片，而矽晶片則直接連接底部PCB，盡可能減少外部熱阻。這類封裝有效將熱從接面傳播到PCB底部，並從頂部通過金屬封裝傳播到空氣中，或可選擇使用散熱器，因應更嚴苛的情況。此封裝除了採用較薄外型，也是空間受限設計的良好選擇。圖3顯示DirectFET和D2Pak封裝之間的熱阻比較。DirectFET熱阻(8.1℃/W)不到D2Pak(16.8℃/W)的一半。 圖4　比較DirectFET和D2PAK封裝的熱阻，DirectFET封裝可在高密度驅動器最佳化熱設計 高切換頻率驅動使馬達控制更精確 工程師在應用中使用氮化鎵(GaN)裝置具有多項優點。GaN特性包括以較低的導通電阻，提供比矽替代品更低的導通損耗，以更低電容減少切換損耗，或改善本體二極體逆復原，使其成為高切換頻率功率應用的理想選擇。提升切換頻率有助於加強驅動器效能，例如減少轉矩波動。在電源供應器等其他應用中，這項技術也用於有效縮小磁性元件尺寸。 隨著切換頻率增加，必須調整控制器。其中應考量PWM解析度，以確保完整迴路能保持所需精度。例如英飛凌便提供XMC4100系列等微控制器產品，配備高解析度PWM模組，用於此類高解析度迴路用途，特別是在切換頻率增加時。此外，切換頻率升高時，必須考量微控制器的處理能力。假設採用逐週期控制方式，就要在更短時間內完成新工作週期計算。而該公司提供的控制器產品組合，其中包含32MHz的XMC1000系列ARM-Cortex-M0，乃至於144MHz的XMC4000系列ARM-Cortex-M4F和AURIX，因應更高的功能安全及效能需求。提升控制迴路執行頻率，可以加強馬達動態，進而實現更精確的控制。 而英飛凌產品方案還包括專門用於驅動器控制計算的特殊MATH輔助處理器(包括用於三角計算的CORDIC單元和一個除法單元)。相較於標準實作，此輔助處理器可縮短XMC1000系列控制迴路的執行時間(比較硬體與軟體計算)。 圖5顯示餘弦和除法函數的執行時間比較—通常用於驅動器控制演算法，如磁場導向控制(FOC)。 圖5　使用標準ARM Cortex-M0和XMC1300進行餘弦和除法函數的標準化執行時間 傳導/切換損耗最小化　機器人開發技術再提升 工程師重視驅動器的設計參數，以便能夠開發下一代機器人解決方案和裝置。他們可以選擇不同的半導體解決方案以微調其設計。最終產品的切換頻率和熱阻等技術參數，訂定了驅動器的要求。為了建構充分最佳化的系統，設計人員必須盡可能減少傳導和切換損耗，並最佳化熱管理。 採用整合式肖特基二極體的MOSFET可降低正向電壓，進而將二極體功率損耗降到最低。工程師還可以利用DirectFET等新型封裝設計，提供最佳化熱管理。新型寬帶隙解決方案(如GaN裝置)可建立基礎，打造切換頻率更高的驅動器，在精度及占用面積等層面提供協助。 (本文作者為英飛凌科技應用工程師)