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R&S針對精確AESA測試推出產品組合

現代有源電子掃描陣列(AESA)雷達是全球航空航太和國防工業的一個重要焦點。先進的AESA雷達系統的性能在很大程度上取決於組裝在天線陣列中的單個收發模組(TRM)的性能。羅德史瓦茲(R&S)為TRM性能驗證提供了新的測試和量測解決方案,使客戶能夠最大限度地提高雷達系統的性能。 典型的TRM測試案例可以用Rohde & Schwarz網路分析儀作為完整解決方案,比如R&S ZNA。如果需要更高的性能,如提高脈衝雜訊係數,則可以在設置中添加R&S FSW訊號和頻譜分析儀。當它與內建校準程式相結合時,將簡化設置,確保完全準確和高可重複性。使用者可從降低測試程式複雜性和最小化布線中獲益。 R&S TS6 TRM測試庫優化了Rohde & Schwarz測試設備的最高速度,並結合了快速控制切換功能。由於快速掃頻及在一個脈衝內進行多次測量,所需的TRM狀態變化次數減少,總測試時間降到最低。有了R&S ZVAX-TRM訊號處理單元,所有測試都能自動運行毋需手動操作,包含埠多工切換。 R&S TS6 TRM測試庫中的校準程式有一個特殊功能。它能收集測試中的所有校準要求,並運行優化的精確校準。 多埠校準單元的支援使得多埠待測物(DUT)的有效校準成為可能。這種簡化的測試配置和高度自動化結合,確保了可擴展解決方案的可靠性和量測的可重複性。它能夠實現多種應用案例,包括元件的手動測試,到開發中的完整模組特性量測,再到自動化的生產測試。 由於測試時間的重要性,Rohde & Schwarz已經為其開發出解決方案,透過提高效率來減少生產過程中平行運行系統的數量。R&S TS6 TRM測試庫加上R&S TS6710 TRM雷達測試系統,結合量測程式和設備控制程式之間的快速切換,為TRM測試提供最快的速度。一個完整的TRM特性的典型測試時間可以從傳統的TRM測試系統所需的幾小時減少到幾分鐘。 TRM設計的參數是特別應用於雷達的,因此是機密。每個TRM必須由一個特定的介面、協定和觸發器來控制。R&S TS6 TRM測試庫具有開放的TRM控制軟體介面,使整個測試配置可以在本地進行。這也允許更快的現場調整和優化。例如R&S CompactTSVP測試系統通用平台就是一種有效的選擇,它具有靈活和快速的控制介面以及數位和類比量測功能。這種配置使得設置中的測試時間非常短,毋需任何現場可程式設計閘陣列(FPGA)程式設計。
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皓恆推新可編程直流電子負載 滿足多類電源測試需求

皓恆科技日前宣布新的可編程直流電子負載,提供6種型號的APL系列。這是一款非常緊湊,經濟實惠的儀器,可以在恆定電流(CC),恆定電壓(CV),恆定電阻(CR)和恆定功率(CP)模式下運作,同時實時測量和顯示電壓/電流或電阻/功率值,使其適合測試各種直流電源。 從外觀上看,其超高功率密度設計,顛覆高功率電子負載體積大、移動不便的觀念,能節省寶貴的機架空間,同時能輕鬆解決自動測試系統更新電子負載時的空間問題。採用3U高的標準19"機架式設計,僅21公斤的重量讓使用者更易於操作和移動。APL系列的標準型號為2.4kW和4kW額定功率,額定電壓為80V,200V和500V,主/從模式的並行操作使APL系列最多可並聯10個單元,最大承載4000A,並內置內部乾接點繼電器,即使沒有編程技能,用戶也可以輕鬆連接待測設備。 此外,各種瞬態操作可以模擬負載測試的實際情況,因此用戶可以進行持續性測試,以確保功能不會因某些壓力而受到損害。APL系列提供振盪保護,以防止可能與待測物之間的諧振現象而損壞系統或待測裝置(DUT),如果振盪現象超過了頻率和時間的臨界值,它將關閉輸入並在螢幕上顯示「OSC」告警。利用這些高級功能,即使在最苛刻的工程測試和ATE應用中,該儀器也可以保證其可靠性和被安心的使用。
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落實汽車天線罩測試 車用雷達干擾影響大減

可為駕駛提供幫助,並能夠提高道路安全性的高級駕駛輔助系統現在已整合到入門款車輛,成為汽車世界中的常見技術。全自動駕駛汽車(包括測試汽車)經常會成為新聞頭條,尤其是在自動駕駛車輛發生事故後。這些複雜系統在準備批量生產前還有很長的路要走,但可肯定其會於不久的將來成為現實。 汽車雷達感測易受干擾 能夠偵測附近物體的感測器是自動駕駛汽車的關鍵元件,這些包括攝影機和雷射雷達感測器,尤其是雷達感測器更為重要。現今每年生產數以百萬計的汽車雷達,為高階車輛中的標準裝置。汽車雷達感測器主要用於提高駕駛舒適性和預防事故,大多支援主動車距控制巡航的雷達感測器均在76GHz至77GHz頻率範圍(1GHz頻寬)內運作,用以感測遠處其他車輛和物體。汽車雷達要實現一些先進功能,特別是能夠感測附近物體的功能,如變道輔助和盲點偵測等,需要其於77GHz至81GHz頻率範圍內運作,以更大頻寬才能實現所需高解析度;且高達81GHz的擴展汽車頻段有助於減少無線電干擾。 由於汽車外觀比功能更重要,汽車雷達通常被雷達罩覆蓋,該雷達罩由對RF訊號透明的材料製成。汽車散熱器格柵上的標誌通常用於雷達罩用途,塑膠保險桿也是雷達良好藏身之處。過去標誌主要用於推廣品牌,而無其他重要作用,但現可作為雷達天線罩,因而更像RF零組件。若於設計中不考量此點,則可能對標誌後的雷達探測性能及準確性產生不利影響。 尤其是具有局部材料厚度變化的三維形狀品牌標誌可能會導致在毫米波段運作時導致出現RF性能問題。保險桿通常塗有金屬漆,可減弱高頻訊號。因此為確保雷達可靠性,必須驗證天線罩的材料屬性並檢查其對雷達訊號的影響。對自動駕駛而言,汽車感測器的不確定性和風險皆無法接受,基於以上產生的錯誤皆無法透過後續處理而充分糾正。因此車輛製造商及其供應商需要全新量測功能,以便評估天線罩雷達一致性。 雷達偵測精準度受多方影響 汽車雷達感測器主要使用頻率調變連續波(FMCW)訊號。由於傳播延遲和都卜勒(Doppler)頻移,這些感測器可量測並解析多個目標的距離及徑向速度。根據天線陣列特性,還可量測和解析方位角甚至至仰角。在偵測及追蹤後,感測器電子裝置處理訊號以生成目標參數清單,其中包含物件量測位置、速度以及類型訊息(行人及汽車等)。此清單將被發送至車輛電子控制單元,用於即時決策車輛操控。因此該資料的準確性和可靠性對車輛及乘客安全極為重要。 雷達精度取決於多因素,如硬體零元件、軟體處理和雷達回波本身。具有低訊噪比(SNR)的訊號回波參數無法像高SNR訊號一樣精確量測。此外,諸如多路徑傳播和天線罩等引起的失真也大幅影響量測精度;方位角量測誤差會導致目標看起來與實際位置有偏差,如圖1所示。雷達感測器角度量測誤差僅為1O,將導致100m外的目標看上去橫向偏移1.75m,以致被誤認處於不同車道。為確保可靠運作,在此距離下角度量測誤差須遠小於1O。 圖1 由於方位角量測錯誤,未正確檢測到目標位置,自動駕駛車輛控制器可能會做出致命動作。 天線罩選用決定雷達偵測精度 圖2顯示基於實際汽車零組件量測結果得出的方位角偏差影響,其中商用汽車雷達與靜止目標距離為12.4m,角度為11.5O,該圖顯示不同天線罩如何影響雷達的橫截面和入射角。以A區顯示值(無天線罩)也在此提供用於比較;可以看出當使用合適天線罩(B區)時,對入射角的估算無影響,但雷達橫截面會以兩種方式減小(在此狀況下約為2dB);若使用不合適的天線罩(C區),相對於比較量測值,平均雷達橫截面下降約4dB,使其難以偵測弱反射目標。不合適天線罩對偵測入射角的影響亦明顯。在恆定11.5O時無法看見,但在11.5O和11.7O間交替變化時則可顯示,因此訊號處理電子裝置不會獲得明確值。使用該天線罩,汽車雷達無法達到0.1O的目標精度。 圖2 不同天線罩對雷達橫截面(RCS)和入射角影響,不相容天線罩會導致角度誤差。 多因素考量輔助雷達校正 現代雷達感測器在接收器前端通常具有天線陣列,透過量測由相控陣天線波束成形獲得的相位和振幅比確定方位角(有時還可確定仰角)。為獲得最佳方位角精度,必須單獨校正每個雷達感測器。以下是雷達校正的典型程式:首先將感測器安裝在消聲室內轉盤上,遠場中已知距離的角反射器通常作為參考目標;量測雷達方向圖並將其儲存於感測器記憶體(Memory)中,再由偵測演算法使用,於訊號處理過程中校正演算,並於運作期間完成。 車輛製造商通常在標誌或保險桿後方將校準的雷達感測器整合至車輛。由於訊號必須在到達目標和從目標返回過程中兩次穿過天線罩材料,因此天線罩材料對於RF傳輸訊號的減弱出現兩次。從以下分析可看出其減小雷達偵測範圍。 根據訊號傳播定律,訊號傳輸後功率與距離r的平方成反比,代表在訊號往返過程中,其功率將減小因數1/r4。對於具有3W輸出功率、25dBi天線增益、雷達目標橫截面為10m,而訊號偵測臨界值為-90dBm的77GHz雷達使用此等式,配置最大範圍為109.4m。若天線罩雙向減弱為3dB,則同一雷達最大距離將減少16%,僅為92.1m。 但材料減弱並非減低雷達性能的唯一因素,天線罩材料的反射率和均勻性也很重要。例如塗漆中金屬顆粒的反射以及基礎材料的射頻失配會在天線罩內(即靠近感測器位置)產生干擾訊號,後者於接收器鏈路中被接收和下變頻,進而降低雷達偵測靈敏度。許多汽車製造商試圖透過傾斜天線罩減輕此影響,使發射的雷達訊號反射至其他處,而非直接回到接收器前端。但此種解決方案會受設計限制,且無法消除導致RF能量損失的寄生反射。 另一個問題則是,天線罩中夾雜物和密度變化等導致材料不均勻,會干擾出射和入射波前,因而可能失真,並降低角度量測準確度。雷達感測器校準無法補償此種影響,因為即便雷達校準後也可能安裝在不同製造商的天線罩後面。 傳統黃金裝置偵測死角易現 天線罩製造商通常使用參考雷達(黃金裝置)測試其產品。對於這種測試,將角反射器以事先預定距離和方位角安裝在雷達前面(圖3),分別在有和無天線罩的情形進行差動量測再加以比較。若雷達測定距離和方位角以及回波訊號在指定範圍內,天線罩測試始合格。但此方法僅檢查特定方位角,易錯過天線罩中有問題的區域。另一種量測方法以類似方式操作,但僅需一個反射器—將雷達感測器和天線罩安裝至轉盤,以不同角度重複量測,可從轉盤讀取實際角度(地面真實狀況)並與雷達測得角度比較。該方法與轉盤定位精度一樣精確,但因測試需長時間故不適用於生產線測試。 圖3 使用黃金裝置的典型測試設置。 天線罩測試儀克服傳統限制 有方案能克服傳統方法的局限,像是羅德史瓦茲(R&S)QAR汽車天線罩測試儀(圖4)使用具數百個發射及接收天線的大型面板代替具微小天線陣列的黃金裝置,這些天線在75GHz至82GHz的擴展汽車雷達頻率範圍運作,使汽車雷達綜合數百個天線資料;由於具大孔徑,可憑藉更高解析度(mm範圍內)量測距離、方位角和仰角,使量測結果(即反射率)顯示為X射線影像,即便測試及量測經驗受限者也可立即進行品質評估。與使用真實雷達量測不同,此方法毋需費時量測順序以確定天線罩特性,只需一次時程即可獲得結果,類似使用攝影機拍照。 圖4 R&S QAR汽車天線罩測試儀。DUT安裝在操作台前邊緣,桌台上的藍色裝置包含用於傳輸量測的可選mm波發射器。 被測天線罩放置於面板前的指定區域,可進行兩種量測,一種用於確定被測裝置(DUT)反射率,另一種用於確定透射率。 首先進行反射率量測以確定天線罩材料反射多少能量,此能量無法透過天線罩。如上所述,反射訊號會降低性能,甚至損害正確運作。由於各種原因,某些區域可能具有較高反射率,如材料缺陷、空氣夾雜物、不同材料層間的有害相互作用或某些材料組分過多等。透過根據幅度和相位連貫使所有反射訊號連接,該量測方法提供空間分辨量測結果,而視覺化結果能直觀、定量評估DUT反射特性。 圖5 反射率(左)和單向衰減(右)的高解析度mm波影像。標誌中的白色輪廓表示測試發射器或雷達輻射橫截面,該區域用於評估。 圖5中高解析度雷達影像顯示演示用天線罩(圖6)覆蓋下雷達感測器看到的影像,亮度水準代表反射率、區域越亮、反射雷達訊號越多;金屬物體(四角螺釘)顯示為白色,標誌清晰可見的輪廓顯示局部高反射率和非常不均勻的整體影像;標誌區域中較大的0.5mm厚度足以大幅降低雷達性能。 圖6 演示天線罩,僅在天線罩主體表面上方突出0.5mm,即便厚度微小增加也會導致在77GHz時失配。 此示例中天線罩中間部分平均反射率為-11.0dB,標準差為-18.2dB,在許多使用場景中此值過高,無法確保雷達可靠操作。實際上預期反射率取決於雷達單元靈敏度和欲覆蓋的最大偵測範圍。 接下來量測天線罩材料的頻率匹配及衰減。位於DUT後的發射器在選定頻率跨度掃描,可精確評估天線罩的發射頻率回應,回應可提供有關DUT用於雷達操作確切頻段上RF匹配的詳盡訊息,其與雷達使用的實際訊號波形無關,因此對可安裝在天線罩後的雷達均有效。圖6右側圖則顯示演示天線罩的量測結果,由於76GHz至79GHz之間的高波紋度,該天線罩不適用於在該頻段操作的雷達。 若使用汽車行業真實3D天線罩的傳輸量,可測得圖7中類似鋸齒狀的曲線,該天線罩會遇到各種性能問題: 頻率匹配位於不太有利的71GHz左右而非於76GHz,是因某些天線罩層厚度增加所致;79GHz頻帶中不穩定的減弱變化表明駐波比顯著增加,表示天線罩邊界處反射及強烈干擾效應;總體單向(One-way)衰減相對較高,將導致偵測範圍顯著減小。 圖7 在一個複雜3D設計商用多層天線罩上進行的透射率量測。 準確感測實現安全自駕 自動駕駛需可靠雷達正確無誤偵測周圍區域物體,可行性取決於雷達品質及其安裝狀況。雷達安裝在品牌標誌或保險桿後,車身部件(天線罩)會減弱訊號,以致無法偵測物體或於錯誤位置偵測到。當下此類部件不僅需滿足其原始目的,且須具備特定RF特性,並以準確實用的量測方法驗證。相較黃金裝置,此測試儀能更快、更易評估汽車天線罩品質,不僅量測DUT的RF透射率,進而帶出天線罩設計的基本適用性,並量測反射率而視覺化為X射線影像,亦可讓非專業人員進行可靠合格/失效評估,對於生產線終端測試尤為重要。 (本文作者皆任職於羅德史瓦茲)
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安立知首款43.5GHz單埠向量網路分析儀亮相

安立知(Anritsu)發布首款支援高達43.5GHz測量頻率的模組化單埠向量網路分析儀(VNA)—ShockLine MS46131A USB。MS46131A系列提供8GHz及20GHz型號,可在sub-6GHz、28GHz及39GHz毫米波(mmWave)頻段測量天線與其他單埠5G設備時提供成本和效率優勢。 MS46131A具備精巧的外型,可直接連接到待測設備(DUT)而無需電纜連接,進而降低測試成本並提高測量穩定性。 MS46131A是一款模組化向量網路分析儀,可按連接埠為每個用戶進行配置。一台個人電腦(PC)可同時控制兩台單埠儀器,以方便進行雙站點測試。根據所需的埠數,可以在測試設備之間輕鬆移動該裝置。由於可以根據需求輕鬆替換單埠VNA,因此也延長測試站的正常生產運作時間。 除了需要用USB連接至外部控制PC以運作ShockLine軟體外,MS46131A還需要一個12V電源。使用外部PC的好處在於所有測試結果可儲存在PC,使得測試數據更安全。由於具備優異的安全等級,MS46131A非常適合用於機密測試環境。此外,無需將數據移轉出設備儲存,亦使得分析及檔案記錄更為簡便。
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PCIe傳輸提升標準也更嚴苛 Gen 4.0時脈抖動量測更顯重要

PCIe跨入Gen 4.0 抖動要求愈發嚴苛 相較於先前的Gen 3.1所要求的1.0ps RMS,PCIe Gen 4.0對於時間抖動的要求是更具挑戰性的0.5ps RMS。這種嚴格的抖動要求,須同時提升PCIe時脈源效能並減少測試設備的抖動量。但可能無法改善測試設備,而在這種情況下,即須確定示波器的抖動,然後從數學方法上著手,進而產生校正和準確的待測裝置(DUT)量測值。 然而,即使是最佳品質的示波器也會為量測結果加入過多的抖動,因此本應用說明中將介紹第二種方法,即確定示波器抖動並從量測結果中扣除,以盡可能得到準確值。 由於量測過程中存在必須扣除的輸入放大器雜訊及A/D時脈量化雜訊,所以示波器將會導入雜訊誤差。必須牢記的是,量化雜訊會受到輸入壓擺率的影響,須依每個輸入壓擺率來分析示波器雜訊的特性,例如在分析具有不同效能的DUT時。此外,還須完全最佳化示波器設定。最後,硬體也必須完全最佳化,其包括印刷電路板(PCB)、布局、終端方法、電纜長度比對和電源雜訊濾波等。 這裡所建議的最佳方法,首先是使用相位雜訊分析儀(PNA)來量測DUT。在範例中將使用是德科技(Keysight)E5052。由於PNA不會鎖定具有大型調變的訊號,因此必須關閉DUT展頻功能。然後透過高速/低雜訊數位儲存示波器(DSO)量測DUT時域抖動。在範例中將使用安捷倫(Agilent) DSA90804,同時亦關閉展頻。從這些結果中,再使用減去方形的路徑計算出示波器抖動。最後,在展頻開啟的情況下量測DUT的時域抖動,並使用RSS減法方法再次計算最終的DUT抖動。 PCIe時脈時序/抖動量測及校正 PCIe具有兩種不同的時脈架構,基本上是共用時脈或獨立時脈方案。第一種稱為共用時脈架構,其中發送側和接收側會共用相同的時脈(圖1)。 圖1 共用時脈架構 第二個時脈架構則是涉及兩個獨立的時脈,稱之為「沒有展頻的獨立RefClk(SRNS)」或是「具有獨立展頻時脈的獨立RefClk」(SRIS)。其中,發送側和接收側將會使用單獨的參考時脈(圖2)。 圖2 SRNS/SRIS時脈架構 在時脈和資料重新計時部分,CDR(Clock and Data Recovery)在兩種時序架構中均包括低通濾波器功能。CDR濾波器將追蹤低頻並提供正確的時脈和資料校準,但如果普遍導致眼圖閉合,則高頻率將會通過。 兩者之間的關鍵區別,在於共用時脈架構中的雜訊是發送和接收鎖相迴路(PLL)BW差異的函數。而在SRNS/SRIS方案中,參考時脈彼此獨立,並鑑於其主要抖動為隨機發生,則其對系統的組合影響是個別項的和方根,而導致產生較高的整體抖動。 這時候可能需要時脈雜訊較低的解決方案。SRNS/SRIS亦須要校正發送側和接收側之間時脈準確度的差異,如此能降低延遲效能。SRNS/SRIS方法的優點在於其不依賴於時脈共用,也因此不依賴於時脈傳輸,進而簡化了設計,例如當接收和發送部分處於實際上不同的位置時。 值得注意的是,由於各種PCIe H1、H2和H3的要求和定義,共存在六十四種不同的濾波器組合方案。計算這些(甚至單個方案)可能很費力。為了緩解這種情況,芯科科技(Silicon Labs)提供了一個PCIe時脈抖動工具來大幅簡化此任務,並可分析相位雜訊(Phase Noise)量測或時域量測。本應用說明及PCIe時脈抖動工具,應運用於正確地量測和確定PCIe參考時脈和緩衝區抖動。 量測PCIe抖動時使用的兩種方法是時域和相域,每種方法均各有優缺點,但在組合時可以提供高度準確的結果。相位雜訊量測,被認為是在量測低雜訊時脈源如溫度補償晶體振盪器(TCXO)和恆溫晶體振盪器(OCXO)時使用的最準確工具,但缺點是PCIe參考時脈相位雜訊僅能在關閉展頻功能時量測。 而時域示波器的優點,則是不論在關閉或開啟展頻時均可量測抖動。時域量測的問題是具有相對較高的儀器雜訊基準,大約為-140至-145dBc(PNA為-170至-180dBc)。在量測低雜訊時脈時,此示波器效能會限制抖動準確度。 然而,若先在關閉展頻時脈(SSC)的情況下收集相位雜訊資料,然後關閉SSC進行時域量測,然後在SSC開啟的情況下重複時域量測,即可提供高準確度的PCIe時脈抖動。之後,可透過PCIe時脈抖動工具輕鬆執行收集的資料,最後使用RSS減法來校正DSO雜訊,進而達到準確的抖動量測。 進行相位雜訊量測 應用特定的相位雜訊測試設備具有極低的雜訊基準,使其成為量測低相位雜訊裝置(如晶體式振盪器)的選擇,在範例中將使用Keysight E5052B。相位雜訊是在一系列偏移上量測,下例為對100.000MHz PCIe參考時脈的100Hz至40MHz偏移。 在此例中,相位抖動在12kHz至20MHz之間積分,得到的結果為242.895fs。資料可儲存為CSV檔案,然後可使用Phase雜訊對抖動計算器計算出任何積分頻帶上的未濾波相位抖動或使用PCIe抖動工具計算出PCIe濾波相位抖動。應注意的是,PCIe時脈抖動工具會預期PNA .csv檔案是從10kHz擴展至50MHz,因為這是PCI-SIG規定的積分範圍。使用者必須確保.csv檔案中包含此範圍,並且在必要的時候進行外推(圖3)。 圖3 PCIe時脈相位雜訊圖 相位雜訊以偏移範圍的約0.2%增量進行量測。針對這些離散頻率區間中的每一個計算相位雜訊功率,得到bin值。bin值是僅在沒有相位資訊的情況下的振幅值,而快速傅立葉轉換(FFT,時域量測的平移)將會包含振幅和相位(圖4)。應注意的是,僅以相位雜訊為基礎的振幅IA'-F'I的積分會始終大於以等效時域為基礎的振幅加相位量測IA-FI。因此,以相位雜訊為基礎的抖動測量(僅量測振幅)是量測時脈抖動時使用的保守且合法的方法。PCIe時脈抖動工具可提供所需的抖動值,將適當的PCIe濾波器應用於以相位雜訊為基礎的量測。 圖4 抖動分析 示波器雜訊量測及校正 在展頻開啟的情況下,須使用DSO來量測PCIe參考時脈上的抖動,但是示波器雜訊可能達到-142dBc的量級,遠高於現今時脈產生器和緩衝器的效能。在停用展頻功能的情況下量測PCIe參考時脈,即可使用前面描述的相位抖動量測來校正DSO的雜訊。下面的公式1(DSO雜訊公式)與公式2(PCIe時脈校正公式)用於計算DSO的抖動雜訊。 JDSO=平方根(JDSO_展頻關閉2-J相位雜訊2) 公式1 在公式1進行量測後,使用公式2來校正開啟展頻的PCIe時脈抖動: JPCIe時脈=平方根(JDSO_展頻開啟2-JDSO2) 公式2 應注意的是,DSO附加雜訊由輸入放大器雜訊和A/D的取樣時脈抖動兩個因素支配。DSO的A/D取樣時脈抖動近似不變;然而,輸入放大的雜訊依賴於壓擺率,因此也取決於設定和DUT。應用使用負載、終止長度等,必須盡可能接近實際使用條件進行複製,且須量測感興趣的DUT。如須比較具有各種輸出壓擺率的裝置,則必須量測JDSO展頻關閉,並針對每個壓擺率/測試條件計算JDSO。建議不要將單一JDSO值用於各種裝置和測試條件。公式3並非用於量測或確定DSO抖動,而是用於展示DSO主導的雜訊促成因素。 DSO抖動=平方根(放大器雜訊2(取決於輸入壓擺率)+A/D取樣時脈抖動2) 公式3 抖動校正範例說明 以下是校正的PCIe時脈抖動量測的範例。第一步是在展頻關閉的情況下量測DUT的相位雜訊。相位雜訊結果亦儲存為csv檔案,並在使用PCIe時脈抖動工具時匯入。 圖5以相位雜訊量測為基礎的濾波和未濾波抖動,展頻關閉顯示H1和H2濾波器組合之一的未濾波和PCIe濾波的抖動結果,對比於以相位雜訊為基礎量測的偏移頻率結果。此濾波器組合已知會根據DSO結果產生最壞情況下的SSon抖動值。 圖5 以相位雜訊量測為基礎的濾波和未濾波抖動,展頻關閉。 然後,使用DSO量測DUT,在本例中使用Keysight DSA90804A。PCIe時脈抖動工具用於計算PCIe濾波的抖動,結果如圖6所示。 圖6 以DSO量測為基礎的濾波和未濾波相位雜訊,展頻關閉。 當選擇4MHz/2dB,5MHz/0.1dB濾波器,以相位雜訊為基礎的量測結果為0.05ps RMS。而選擇4MHz/2dB,5MHz/0.1dB濾波器時,以DSO為基礎的量測結果為0.28ps RMS。然後,使用公式4確定DSO示波器雜訊為0.27ps RMS。 DSO抖動=平方根(0.282-0.052)= 0.27ps 公式4 接著,啟用DUT展頻功能,並且進行DSO量測。圖7便顯示了使用PCIe時脈抖動工具時濾波和未濾波的相位雜訊與頻率的關係。 圖7 以DSO量測為基礎的濾波和未濾波抖動,展頻開啟。 對於4MHz/2dB,5MHz/0.1dB濾波器,以DSO量測為基礎並啟用展頻的DUT PCIe參考時脈得到的最差情況為0.39ps RMS。使用相同濾波器組合的0.27ps校正因數和公式5,將可得到0.28ps的實際DUT效能。 正確的DUT抖動=平方根(0.392-...
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