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碳化矽MOSFET

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碳化矽MOSFET助陣 工業傳動能源效率大勝以往

目前工業傳動通常採用一般所熟知的矽基IGBT逆變器(Inverter),但最近開發的碳化矽MOSFET元件,為這個領域另外開闢出全新的可能性,不但每單位面積的導通電阻非常之低,切換效能絕佳,而且跟傳統的矽基續流二極體(FWD)相比,內接二極體關閉時的反向恢復能量仍在可忽略範圍內。考量到幫浦、風扇和伺服驅動等工業傳動都必須持續運轉,利用碳化矽MOSFET便有可能提升能源效率,並大幅降低能耗。本文將以意法半導體(ST)旗下的碳化矽MOSFET產品為例,比較1200 V碳化矽MOSFET和Si IGBT的主要特色,兩者皆採ACEPACK封裝(表1),同時利用ST的PowerStudio軟體,將雙脈波測試的實驗數據和統計測量結果套用在模擬當中,模擬20kW的工業傳動,並評估每個解決方案每年所耗電力,還有冷卻系統的要求。 矽基IGBT應用限制 以逆變器為基礎的傳動應用,最常見的拓撲就是以六個電源開關連接三個半橋接電橋臂。每一個半橋接電橋臂,都是以歐姆電感性負載(馬達)上的硬開關換流運作,藉此控制它的速度、位置或電磁轉距。因為電感性負載的關係,每次換流都需要六個反平行二極體執行續流相位。 當下旁(Lower Side)飛輪二極體呈現反向恢復,電流的方向就會和上旁(Upper Side)開關相同,反之亦然;因此,開啟狀態的換流就會電壓過衝(Overshoot),造成額外的功率耗損。這代表在切換時,二極體的反相恢復對功率損失有很大的影響,因此也會影響整體的能源效率。跟矽基FWD搭配矽基IGBT的作法相比,碳化矽MOSFET因為反向恢復電流和恢復時間的數值都低很多,因此能大幅減少恢復耗損以及對能耗的影響。 圖1和圖2分別為50A-600VDC狀況下,碳化矽MOSFET和矽基IGBT在開啟狀態下的換流情形。請看深色區塊,碳化矽MOSFET的反向恢復電流和反向恢復時間都減少很多。開啟和關閉期間的換流速度加快可減少開關時的電源耗損,但開關換流的速度還是有一些限制,因為可能造成電磁干擾、電壓尖峰和振盪問題惡化。 圖1 開啟狀態的碳化矽MOSFET 圖2 開啟狀態的矽基IGBT 除此之外,影響工業傳動的重要參數之一,就是逆變器輸出的快速換流暫態造成損害的風險。換流時電壓變動的比率(dv/dt)較高,馬達線路較長時確實會增加電壓尖峰,讓共模和微分模式的寄生電流更加嚴重,長久以往可能導致繞組絕緣和馬達軸承故障。因此為了保障可靠度,一般工業傳動的電壓變動率通常在5~10V/ns。雖然這個條件看似會限制碳化矽MOSFET的實地應用,因為快速換流就是它的主要特色之一,但專為馬達控制所量身訂做的1200V矽基IGBT,其實可以在這些限制之下展現交換速度。在任何一個案例當中,無論圖1、圖2、圖3、圖4都顯示,跟矽基IGBT相比,碳化矽MOSFET元件開啟或關閉時都保證能減少能源耗損,即使是在5V/ns的強制條件下。 圖3 關閉狀態的矽基MOSFET 圖4 關閉狀態的矽基IGBT 圖5 比較動態特質 靜態與動態效能比較 以下將比較兩種技術的靜態和動態特質,設定條件為一般運作,接面溫度TJ= 110℃。圖5為兩種元件的輸出靜態電流電壓特性曲線(V-I curves)。兩相比較可看出無論何種狀況下碳化矽MOSFET的優勢都大幅領先,因為它的電壓呈現線性向前下降。反觀IGBT的電壓呈現非線性下滑(VCE(sat)),這是集極電流的作用之一。即使碳化矽MOSFET必須要有VGS=18V才能達到很高的RDS(ON),但可保證靜態效能遠優於矽基IGBT,能大幅減少導電耗損。 兩種元件都已經利用雙脈波測試,從動態的角度加以分析。兩者的比較是以應用為基礎,例如600V匯流排直流電壓,開啟和關閉的dv/dt均設定為5V/ns。圖6為實驗期間所測得數據之摘要。跟矽基IGBT相比,在本實驗分析的電流範圍以內,碳化矽MOSFET的開啟和關閉能耗都明顯較低(約減少50%),甚至在5V/ns的狀況下亦然。 圖6 動態特色的比較 電熱模擬顯現工業傳動應用效能 為比較兩種元件在一般工業傳動應用的表現,本文利用意法半導體的PowerStudio軟體進行電熱模擬。模擬設定了這類應用常見的輸入條件,並使用所有與溫度相關的參數來估算整體能源耗損。 用來比較的工業傳動,標稱功率為20kW,換流速度為5V/ns。設定4kHz和8kHz兩種不同切換頻率,以凸顯使用解決方案來增加fsw之功能有哪些好處。 因為考量到隨著時間推移,所有馬達通常要在不同的作業點運轉,所以本文利用一些基本假設來計算傳動的功率損耗。依照定義IE等級成套傳動模組(CDM)的EN 50598-2標準,還有新型IES等級的電氣傳動系統(PDS),將兩個作業點套用在模擬之中:一是50%扭矩所產生的電流,第二個則為100%,對應用來說這代表著輸出電流分別為24和40Arms。 若以最大負載點而論(100%扭力電流),兩種元件的散熱片熱電阻都選擇維持約110℃的接面溫度。圖7在50%扭力電流和切換頻率4~8kHz的狀況下,比較碳化矽MOSFET和矽基IGBT解決方案的功率耗損。 圖7 50%扭力電流下每個開關的功率耗損 圖8則是在100%扭力電流下以同樣方式進行比較。功率耗損分為開關(傳導和切換)和反平行二極體,以找出主要差別。和矽基IGBT相比,碳化矽MOSFET解決方案很明顯可大幅降低整體功率損耗。有這樣的結果是因為無論靜態和動態狀況下,不分開關或二極體,功率耗損都會減少。最後,無論是4或8kHz的切換頻率,兩種負載狀況的功率耗損減少都落在50%範圍以內。 圖8 100%扭力電流下每個開關的功率耗損 從這些結果可以看出,這樣做就能達成更高的能源效率,減少散熱片的散熱需求,對重量、體積和成本來說也都有好處。表2總結了整個逆變器相關功率耗損的模擬結果(作業點100%),以及為了讓兩種元件接面溫度維持在110℃所必需的相關散熱片熱電阻條件。在模擬所設定的條件下,當8kHz時Rth會從矽基IGBT的0.22C/W降到碳化矽MOSFET的0.09C/W。大幅減少代表散熱片可減容5:1(就強制對流型態的產品而言),對系統體積、重量和成本有明顯好處。在4kHz的狀況下,Rth會從0.35降到0.17C/W,相當於4:1容減。 能源效率影響工業成本 當工業應用對能源的需求較高且必須密集使用,能源效率就成了關鍵因素之一。為了將模擬的能源耗損數據結果轉換成能源成本比較概況,必須就年度的負載設定檔和能源成本這些會隨著時間或地點而有所不同的參數,設定一些基本假設。為達到簡化的目的,我們把狀況設定在只含兩種功率位階(負載因素100和50%)的基本負載設定檔。設定檔1和設定檔2的差別,只在於每個功率位準持續的時間長短。為突顯能源成本的減少,我們將狀況設定為持續運作的工業應用。任務檔案1設定為每年有60%的時間處於負載50%,其他時間(40%)負載100%。任務檔案2也是這樣。 對於每個任務檔案全年能源成本的經濟影響,乃以0.14/kWh為能源成本來計算(歐洲統計局數據,以非家庭用戶價格計算)。從表3可以看出,碳化矽MOSFET每年可省下895.7~1415kWh的能源。每年可省下的對應成本在125.4~198.1歐元之間,如電壓變動比率限制不那麼嚴格,則可省更多。 碳化矽MOSFET具成本/效率優勢 本文針對採用1200V矽基IGBT和碳化矽MOSFET之工業傳動用逆變器,進行了效能基準測試。內容還特別探討馬達繞線和軸承保護所導致在電壓變動比率方面的技術限制,接著在20kW工業傳動條件下,針對上述技術與限制進行比較。結果顯示,使用碳化矽MOSFET取代矽基IGBT可大幅增加電力能源效率,即使換流速度限制在5V/ns。比較成本後也發現,在特定的假設條件下,這種做法可減少一般工業傳動應用的能源費用支出。 (本文作者皆任職於意法半導體)
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借助有限元分析法熱模型 碳化矽MOSFET短路一目了然

實現電器安全 電子產品穩健性至關重要 碳化矽(SiC)具有較佳的電學和熱學性質,使碳化矽功率元件的性能超越矽產品。在需要高開關頻率和低電能損耗的應用中,碳化矽MOSFET正在取代標準矽元件。半導體技術要再進一步發展必須解決可靠性的問題,這是因為有些應用領域對於可靠性的要求十分嚴格,例如汽車、飛機、製造業和再生能源。典型的功率轉換器及相關功率電子元件必須嚴格遵守電器安全規範,能夠在惡劣條件下保持正常運作,其穩健性(Robustness)能夠承受短路這種危險衝擊。 沒有設備能夠監測微秒級功率脈衝所引起的元件內部溫度升高。當脈衝非常短時,只能用模擬方法估算晶體結構內部和相鄰層的溫度上升。此外,溫度估算及其與已知臨界值的相關性,將能解釋實驗觀察到的失效模式。在這種情況下,模擬工具和分析方法有著重要作用,因為瞭解在極端測試條件下結構內部發生的現象,有助於強化技術本身的穩健性,進而節省研發時間。本文簡要介紹了650V、45mΩ碳化矽功率MOSFET樣品的短路實驗,以及相關的失效分析和建模策略。 短路試驗分析與結構模擬 在做短路實驗前,先用電壓電流曲線測量儀對待測樣品的閘極氧化層進行完整性測試,如圖1(a)所示。接著對待測元件進行動態表徵,評估其開關特性。圖1(b)所示是典型開關表徵的等效電路圖。圖1(c)所示則是相關實驗的波形:Vgs、Vds、Id,以及在VDD=400V、20A負載電流、Vgs=-5/20V、Rg=4.7Ω關斷時的功率分布Poff,計算出關斷能量Eoff,取值約25μJ。 圖1 (a)閘極氧化層測量,(b)開關表徵等效電路和典型的關斷波形(c)。 圖2(a)所示是短路實驗的試驗台,圖2(b)所示是實驗等效電路圖。 圖2 實驗裝置:(a)試驗台,(b)等效電路 圖3(a)所示是樣品1在失效條件下的短路實驗波形。施加一串時間寬度增量為250ns的單脈衝取得失效點。觀察到脈衝間延遲為5秒。在VDD=400V、Vgs= 0/20V和Rg=4.7Ω的條件下,樣品1順利完成tsc=5,75s脈衝短路實驗。 圖3 (a)短路試驗動態波形,(b)和(c)為閘極氧化層電學表徵,(d)短路試驗導致閘極氧化層退化後的關斷波形 在這個時步裡,脈衝無法顯示失效模式,需要在下一個時步(tsc=6μs)中去驗證,此時,閘極氧化層被不可逆地損壞。觀察到漏極電流Id和Vgs下降(圖3(a))。在圖3(b)中觀察到的損壞是短路能量(Esc)過高導致的閘極氧化層失效,並且用曲線測量儀證實失效存在,如圖3(c)所示。觀察到的閘極氧化層退化與Eoff性能的動態變化相關,如圖3(d)所示。 隨後對失效元件進行失效分析,在後側和前側用光電子能譜確定缺陷位置,並用聚焦離子束方法進行「熱點」截面分析。 樣品損耗測試結果 表1總結了測試元件中兩個樣品的實驗結果,從測量結果看,兩個樣品的損耗程度不同。樣品1的固有閘源電阻(Intrinsic Gate-source Resistance)為3.3kΩ,除連續閘極電流吸收異常外,MOSFET的其它功能未受任何影響。相對於標準操作條件,樣品2本固有閘源電阻低很多,並且閘極吸收電流升高。即使開關能量在受損最嚴重的樣品上顯著提高,兩個樣品仍然能夠維持功能正常,如圖3(d)所示。   因此,為了解釋失效機制(Failure Mechanism),用Silvaco工具在短路實驗靜態條件下進行結構模擬,如圖4(a)所示,並且提取了碳化矽結構內部電壓/電流密度分布數據,如圖4(b)所示。在Atlas(用於元件模擬的Silvaco工具)中,FE元件的閘極偏壓最高20V,漏極觸點偏壓最高400V。 圖4 Silvaco工具(a)模擬的垂直剖面圖和(b)功率分布圖。 使用實驗數據集微調傳導模型,以便在飽和條件下也能取得適合的臨界值電壓或I-V特性。閘極氧化層與碳化矽介面處的狀態能量密度分布、各向異性遷移率值和電子飽和速度,是在實驗數據和模擬輸出之間實現良好匹配的關鍵參數。傳導模型可提供在短路實驗期間晶片上耗散功率的精確分布,所以傳導模型微調對建模策略具有非常重要的意義。 本文提出的建模方法即使用Silvaco工具進行結構模擬,根據模擬輸出的功率分布數據,為有限元方法(Comsol Multiphysics)物理模型提供隨時間變化的功率分布實驗數據。該模型專門用於研究類似於持續幾微秒的短路類事件,理解並解釋在短功率脈衝期間碳化矽MOSFET結構內部發生的情況,同時將碳化矽的熱特性(熱導率和熱容量)視為溫度的函數;進而利用這個新模型研究內部結構的熱行為,並評估周圍層的溫度。 圖5(a)和圖5(b)所示是溫度達到峰值時的熱圖和熱通量,顯示了最高溫度所在的位置(圖5(a))以及在整個結構內部熱量是如何傳遞的(圖5(b))。熱分布可發現短路試驗主要涉及元件的哪些部分,解釋實驗觀察到的失效模式。圖5(c)顯示了不同層的溫度分布與時間的關係:溫度峰值是結構頂層的溫度,與當前已知的臨界值一致。 圖5 (a)3D熱圖,(b)熱通量和(c)短路期間的溫度分布(c)。 綜上所述,本文創建的有限元熱模型考慮到了MOSFET的物理結構和試驗數據。該建模方法能夠估算在短功率脈衝特別是短路實驗條件下,結合周圍層中的溫度分布情況,解釋了實驗觀察到的失效現象。 鑒於沒有設備能夠準確地檢測到如此短暫的脈衝在被測元件上產生的溫度上升,並且典型熱模型是為量產封裝或系統元件而研發,無法有效地用於分析此類事件,因此,試驗結果對建模策略實施具有非常重要的意義。 (本文作者皆任職於意法半導體)  
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