電源供應的雜訊程度是鎖相迴路(Phase-Locked Loops, PLLs)、壓控振盪器(Voltage-Controlled Oscillators, VCO)、類比-數位轉換器(Analog-to-Digital Converters, ADC)和放大器等零組件的重要性能指標。
在電信網路中，與射頻(Radio Frequency, RF)訊號混合期間，從本機振盪器(Local Oscillator)和放大器的電源注入到中頻(Intermediate Frequency, IF)的低頻雜訊的增頻與變頻導致中頻(IF)的兩側形成頻帶，產生了更高的相位雜訊。在偵測數位調變訊號時，相位雜訊增加了均方根(Root-Mean-Square, RMS)相位誤差，而限制了網路的性能。本文解釋了雙極型接面電晶體(Bipolar Junction Transistors, BJT)、金屬氧化物半導體場效應電晶體(Metal-Oxide Semiconductor Field-Effect Transistors, MOSFET)和電阻器中的低頻雜訊來源，以及這種雜訊如何傳遞(Propagate)到DC-DC轉換器的輸出電壓。此外，本文還介紹了一種用於量測DC-DC轉換器輸出電壓的低頻雜訊頻譜的設置，並使用該設置將低頻雜訊最佳化的DC-DC轉換器的雜訊頻譜與標準DC-DC轉換器進行比較。
低頻雜訊類型多
積體電路(IC)有不同類型的雜訊，包括閃爍雜訊(Flicker Noise)、熱雜訊(Thermal Noise)、射擊雜訊(Shot Noise)、突發雜訊(Popcorn Noise)和產生複合雜訊(Generation-Recombination Noise)。閃爍雜訊和熱雜訊在DC-DC轉換器的低頻輸出電壓雜訊頻譜中占主要部分。
．閃爍雜訊
偏壓下在所有電子設備中均觀察到閃爍雜訊(也稱為1/f雜訊)，頻率從10-6Hz到幾百赫茲。閃爍雜訊源於對通道電導率的調變。公式1將半導體的電導率(σ)表示為載子濃度(Carrier Concentration)與移動率的乘積：
公式1
其中q是電子的電荷；n和p分別是電子和電洞的濃度；μe和μh分別是材料中的電子和電洞移動率。
文中的兩個模型解釋σ調變：McWhorter 1957年開發的數字波動模型和Hooge在1969年開發的移動性波動模型。
根據McWhorter模型，閃爍雜訊是一種表面現象，它源於表面狀態下電荷捕捉(Charge Trapping)引起的載子濃度的變化。圖1顯示了反轉中N通道金屬氧化物半導體(NMOS)的能帶圖。
由於矽(Si)和二氧化矽(SiO2)之間的介面並不完全，因此在矽與二氧化矽介面的能隙中存在陷阱或居間能量狀態(Intermediate Energy States)。SiO2的缺陷也會導致整體SiO2陷阱。當應用於MOSFET時，McWhorter理論指出陷阱會導致載子從通道中捕獲和釋放，而引起臨界值電壓(Vt)的變化和載子濃度的波動。這些過渡的時間常數取決於陷阱與表面的距離，距離較遠的陷阱捕獲載子的可能性較小。
在Hooge的移動率波動模型中，半導體零組件中的閃爍雜訊主要來自於兩種載子散射機制：半導體晶格中的散射和雜質的散射。該模型更適合解釋BJT中的閃爍雜訊，而McWhorter模型則給予MOSFET中的閃爍雜訊更好的解釋。
．熱雜訊
熱雜訊是指由電阻介質中的熱激發引起的電荷載子隨機運動而導致的電壓波動。熱雜訊，也稱為詹森雜訊(Johnson Noise)，是寬頻白色雜訊。公式2為電阻器上電阻(R)的熱雜訊頻譜密度：
公式2
其中k是波茲曼常數(Boltzman Constant)，T是絕對溫度，Δf是頻帶寬度，4kT在室溫下等於1.61×10-20VC。
熱雜訊通常被模型化，視為與電阻器串連的電壓源。室溫下的50Ω電阻具有與該數值相關聯的雜訊電壓源
，但該數值越大，電阻越大。
．射擊雜訊
射擊雜訊是由形成電流的載子結構分散性造成的電流波動。流過電位障(Potential Barrier)的電流不均勻，並由隨機時間到達的各個載子所組成的公式3(I代表接面電流)顯示射擊雜訊的雜訊頻譜密度與溫度無關，但與流過接面的電流成正比：
公式3
射擊雜訊被模型化且為與小訊號接面電阻平行連接的電流源。由於DC-DC轉換器在參考系統中的低電流，它通常是低雜訊的來源。
半導體中的其他低頻雜訊源包括爆米花雜訊(Popcorn Noise)，也稱為突發雜訊(Burst Noise)，或隨機電報訊號(Random-Telegraph-Signal, RTS)和產生複合雜訊(Generation-Recombination Noise)。與領先製造技術中的閃爍雜訊和熱雜訊相比，這些雜訊源的RMS值更低。
BJT和MOSFET雜訊模型多樣
圖2顯示了雜訊源的等效BJT和MOSFET零組件模型。在BJT中，基極層具有一定的電阻(rb)，增加了熱雜訊。這可以被建模為與
rb串聯的電壓源。BJT中的基極電流是從射極到基極的載子注入和這些載子在基極中的複合的結果。這兩個過程是獨立的隨機事件，因此都具有與之相關的射擊雜訊。基極電流還具有來自基極層中的散射機制的閃爍雜訊。
這兩個雜訊來源可以組合，
用與基極–射極接面並聯的電流源表示。集極電流(Collector Current)由通過基極–射極接面擴散並通過集極-基極接面的場加速的載子組成。擴散電流是一個隨機過程，是集極電流中射擊雜訊的來源。這可以建模為與集極–射極端子並聯的電流來源。
對於MOSFET，除了閃爍雜訊之外，汲極(Drain)和源極(Source)之間的電阻會引起通道中產生的熱雜訊。熱雜訊和閃爍雜訊可以組合在一起，
作為與汲極端子並聯的電流源。
DC-DC轉換器中的低頻輸出電壓雜訊
DC-DC轉換器輸出電壓中的低頻雜訊來自參考系統的供電以及在參考系統中使用的內部電晶體和電阻。本文將DC-DC轉換器的低頻輸出雜訊頻譜密度與專門設計的低雜訊參考系統(TPS63710)與標準DC-DC降壓轉換器(TPS54622)進行了比較，該轉換器沒有任何特殊的雜訊濾波方案。
由於TPS63710是一個反向DC-DC轉換器，可謂正輸入電壓提供負輸出電壓，因此TPS54622配置為反向降壓-升壓轉換器。交換VOUT和GND針腳可將降壓轉換器配置為反向降壓-升壓。相對地，調節FB電阻器可以得到適當的輸出電壓。
圖3為TPS63710的低雜訊參考系統。外回饋電阻(External Feedback Resistors)R1和R2以及內部能隙電壓(VBG)可設置參考電壓(VREF)的值。VREF的電壓為負，並且低於輸出電壓誤差放大器的增益因數(Gain Factor)。由內部100K電阻和CAP針腳上的外部電容組成的電阻-電容(RC)濾波器可濾除VREF針腳的雜訊。CAP針腳上的電壓是誤差放大器的低雜訊參考電壓。在用於誤差放大器的負輸入之前，輸出電壓Vout在內部減少到0.9VOUT。誤差放大器的低增益(1/0.9)配置可確保誤差放大器的雜訊不會增加。
低頻雜訊量測有訣竅
圖4顯示了用於量測DC-DC轉換器的輸出電壓–雜訊頻譜的設置。雜訊頻譜可以用外差頻譜分析儀或快速傅立葉轉換(Fast Fourier Transform, FFT)功能的訊號分析儀量測。由於頻譜分析儀量測極低頻率的限制，因此採用HP35670 FFT訊號分析儀進行量測。
建議在DC-DC轉換器的輸入端為設備中使用的DC-DC轉換器和運算放大器(Op Amp)提供電池，以消除輸入電源的雜訊。由於電池為DC-DC轉換器提供高電流的限制，如果被測DC-DC轉換器具有夠高的電源供應抑制比(Power-Supply Rejection Ratio, PSRR)，也可以在被測頻帶中使用低雜訊工作台式電源。大多數頻譜和訊號分析儀僅在其輸入端允許零或極低的直流電壓水準。這需要在DC-DC轉換器輸出端使用DC阻斷器或高通濾波器(High-Pass Filter)。
選擇電容C2，使C2-R3高通濾波器的轉角頻率最低可測頻率至少低十倍。例如，具有50Ω末端的0.3F電容將轉角頻率設置為10mHz，可量測的最低頻率為100mHz。
將OPA842低雜訊運算放大器設置為非反向配置，100倍增益為會放大DC-DC轉換器在訊號分析儀雜訊基準(Noise Floor)上的輸出電壓雜訊。HP35670訊號分析儀的雜訊基準量測值約為。
注意不要在運算放大器的反向輸入端使用大電阻，以避免高熱雜訊注入。運算放大器輸出端的另一個高通濾波器由C5和分析儀的50Ω內部終端組成，可濾除運算放大器輸出端的任何直流偏移。
圖5顯示了TPS63710和TPS54622輸出電壓的雜訊頻譜密度。兩個零組件均由6.5V電池供電，VOUT透過FB分壓電阻設置為-1.8V。TPS63710的CAP針腳上的10μF電容執行雜訊濾波。可以看出熱雜訊是兩個零組件1kHz及1kHz以上的雜訊頻譜的主要雜訊來源。在較低頻率下，閃爍雜訊的影響開始增加。在極低的頻率下閃爍雜訊是總雜訊頻譜的主要雜訊來源。
電源產生的低頻雜訊會限制對雜訊敏感的應用，例如電信網路的性能。閃爍和熱雜訊在DC-DC轉換器輸出電壓頻譜的雜訊中占主要部分。TPS63710的低雜訊參考系統與CAP針腳上的外部電容相結合，有助於提供負輸出電壓，具有更低的閃爍和熱雜訊水平。
(本文作者為德州儀器驗證工程師)
